Čipy ovladače pro bipolární tranzistory. Tranzistorové budiče s efektem pole. Ovladač s galvanickým oddělením
Silný MOSFETy a bipolární tranzistory s izolovaným hradlem (IGBT) jsou základní prvky moderní výkonová elektronika a používají se jako spínací prvky pro vysoké proudy a napětí. Aby však bylo možné sladit nízkonapěťové logické řídicí signály s úrovněmi ovládání hradla tranzistorů MOSFET a IGBT, jsou vyžadována mezilehlá přizpůsobovací zařízení – vysokonapěťové budiče (dále pro stručnost, „vysokonapěťovými budiči“ budeme mínit „vysoko- napěťové ovladače tranzistorů MOSFET a IGBT“).
Ve většině případů se používá další klasifikace vysokonapěťové ovladače:
- Nezávislé ovladače horních a dolních ramen polomůstku integrované v jednom čipu ( High and Low Side Driver);
- Jezdci horních a dolních nohou propojeni v okruhu polovičního můstku ( Řidič polovičního můstku);
- Ovladače nadloktí ( High Side Driver);
- Ovladače s nízkými pažemi ( Low Side Driver).
Na Obr. Obrázek 1 ukazuje řídicí obvody odpovídající těmto typům ovladačů.
Rýže. 1.
V prvním případě (obr. 1a) jsou dvě nezávislé zátěže řízeny jedním řídicím signálem. Zátěže jsou tedy zapojeny mezi zdrojem spodního tranzistoru a vysokonapěťovou napájecí sběrnicí (nízkostranný driver), jakož i mezi kolektorem horního tranzistoru a zemí (vysokostranný driver). Takzvané středové body (drain horního tranzistoru a zdroj spodního tranzistoru) nejsou vzájemně propojeny.
Ve druhém případě (obr. 1b) jsou středy spojeny. Zátěž lze navíc zapnout jak na horním, tak na dolním rameni, ale připojit ke střednímu bodu podobně jako polomůstkový okruh (tzv. plný mostový okruh). Přísně vzato, ve schématu 1a vám nic nebrání v propojení středních bodů. Ale v tomto případě, kdy určitá kombinace vstupních signálů, je možné, aby se dva tranzistory otevřely současně a v souladu s tím procházel příliš velký proud z vysokonapěťové sběrnice do země, což povede k poruše jednoho nebo obou tranzistorů najednou. Odstranění takové situace v tomto schématu je starostí developera. U budičů polovičního můstku (okruh 1b) je tato situace eliminována na úrovni vnitřní řídicí logiky mikroobvodu.
Ve třetím případě (1c) je zátěž připojena mezi mozkem horního tranzistoru a zemí a ve čtvrtém (1d) - mezi zdrojem spodního tranzistoru a vysokonapěťovou napájecí sběrnicí, tzn. Dvě „poloviny“ okruhu 1a jsou realizovány samostatně.
Společnost STMicroelectronics v posledních letech se zaměřuje (ve výklenku vysokonapěťových ovladačů) pouze na ovladače prvních dvou typů (rodiny L638x A L639x, o kterých bude řeč níže). Dřívější návrhy však obsahují čipy ovladače, které řídí zapínání nebo vypínání jednoho tranzistoru MOSFET nebo IGBT (kategorie „Single“ v podmínkách STMicroelectronics). S určitým spínacím obvodem mohou tyto ovladače ovládat zatížení horních i dolních ramen. Všimněme si také mikroobvodu TD310 - tři nezávislé samostatné ovladače v jednom krytu. Toto řešení bude účinné při řízení třífázové zátěže. Tento mikroobvod STMicroelectronics řadí ovladače do kategorie „Multiple“.
L368x
Tabulka 1 ukazuje složení a parametry mikroobvodů rodiny L368x. Integrované obvody v této rodině zahrnují nezávislé ovladače horní a dolní strany (H&L) a ovladače polovičního můstku (HB).
Tabulka 1. Parametry ovladače rodiny L638x
| Jméno | Voffcet, V | Io+, mA | Io-, mA | Ton, ns | Toff, ns | Tdt, ns | Typ | Řízení |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6384E | 600 | 400 | 650 | 200 | 250 | Prog. | HB | IN/-SD |
| L6385E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | H&L | HIN/LIN | |
| L6386E | 600 | 400 | 650 | 110 | 150 | H&L | HIN/LIN/-SD | |
| L6387E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | H&L | HIN/LIN | |
| L6388E | 600 | 200 | 350 | 750 | 250 | 320 | HB | HIN/LIN |
Pojďme si vysvětlit některé parametry:
V OFFSET - maximální možné napětí mezi zdrojem horního tranzistoru a zemí;
I O+ (I O-) - maximální výstupní proud při otevřeném horním (spodním) tranzistoru koncového stupně mikroobvodu;
T ON (T OFF) — zpoždění šíření signálu ze vstupů HIN a LIN na výstupy HO a LO při zapnutí (vypnutí);
T DT - čas pauzy - parametr související s ovladači polovičního můstku. Při změně aktivních stavů logický obvod vynutí pauzy, aby se zabránilo současnému zapnutí horní a dolní paže. Pokud je například vypnuté spodní rameno, tak se na nějakou dobu vypnou obě ramena a teprve poté se zapne horní. A naopak, pokud se vypne horní rameno, tak se na nějakou dobu vypnou obě paže a pak se zapne spodní. Tento čas lze buď opravit (jako např L6388E), nebo nastavte výběrem hodnoty odpovídajícího externího odporu (jako v L6384E).
Řízení. Integrované obvody nezávislých horních a spodních ovladačů jsou ovládány pomocí vstupů HIN a LIN. Navíc vysoká úroveň logického signálu zapíná horní nebo dolní rameno řidiče. Čip L6386E navíc využívá přídavný SD vstup, který vypíná obě ramena bez ohledu na stav na vstupech HIN a LIN.
Čip L6384E využívá signály SD a IN. Signál SD vypne obě nohy bez ohledu na stav na vstupu IN. Signál IN = 1 je ekvivalentní kombinaci signálů (HIN = 1, LIN = 0) a naopak IN = 0 je ekvivalentní kombinaci signálů (HIN = 0, LIN = 1). Současné zapínání horního a spodního bočního tranzistoru je tedy principiálně nemožné.
V čipu L6388E je řízení prováděno přes vstupy HIN a LIN, takže je v principu možné na vstupy aplikovat kombinaci (HIN = 1, LIN = 1), ale vnitřní logický obvod ji převede na kombinaci ( HIN = 0, LIN = 0), čímž se eliminuje současné zapínání obou tranzistorů.
Co se týče parametrů, začněme čipy typu H&L.
Hodnota V OFFSET rovna 600 Voltů je v jistém smyslu standardem pro mikroobvody této třídy.
Hodnota výstupního proudu I O+ (I O-), rovná 400/650 mA, je průměrný ukazatel založený na typických tranzistorech obecný účel. Ve srovnání s mikroobvody rodiny IRS (generace G5 HVIC) nabízí International Rectifier především mikroobvody s parametrem 290/600 mA. V řadě International Rectifier jsou však i modely s parametry 2500/2500 mA (IRS2113) a mírně nižšími otáčkami nebo mikroobvody s výstupními proudy do 4000/4000 mA (IRS2186). Pravda, v tomto případě doba sepnutí oproti L6385E se zvýší na hodnotu 170/170 ns.
Spínací čas. Hodnoty T ON (T OFF) rovné 110/105 ns (pro L6385E) překračují podobné hodnoty pro mikroobvody rodiny IRS (i když ne příliš výrazně). Nejlepšího výkonu (60/60 ns) dosáhl International Rectifier u modelu IRS2011, ale snížením napětí VOFFSET na 200 V.
Podotýkáme však, že STMicroelectronics nabízí ovladače, u kterých je společný vodič vstupního (nízkonapěťového) a výstupního (vysokonapěťového) stupně stejný. International Rectifier kromě čipů s podobnou architekturou nabízí ovladače se samostatnými společnými sběrnicemi pro vstupní a výstupní stupeň.
Porovnáním parametrů polomůstkového ovladače L6384E s produkty International Rectifier můžeme dojít k závěru, že je horší (jak ve výstupních proudech, tak v rychlosti) pouze u modelu IRS21834, který implementuje vstupní logiku HIN/-LIN. Pokud je logika vstupu IN/-SD kritická, ovladač L6384E překonává produkty International Rectifier.
Podívejme se blíže na čip ovladače L6385E, jehož struktura a schéma zapojení je na Obr. 2.
Rýže. 2.
Čip obsahuje dva nezávislé drivery horní (HVG výstup) a spodní strany (LVG výstup). Implementace nízkonapěťového budiče je poměrně triviální, protože potenciál na kolíku GND je konstantní, a proto je úkolem převést nízkonapěťový vstupní logický signál LIN na napěťovou úroveň na výstupu LVG potřebnou k zapnutí nízkonapěťového signálu. boční tranzistor. Na horní straně se potenciál na pinu OUT mění v závislosti na stavu spodního tranzistoru. K sestavení kaskády horního ramene se používají různá obvodová řešení. V tomto případě se používá relativně jednoduchý a levný řídicí obvod bootstrap (obvod s „plovoucím“ napájecím zdrojem). V takovém schématu je trvání řídicího impulsu omezeno hodnotou kapacity bootstrapu. Navíc je nutné zajistit podmínky pro jeho neustálé nabíjení pomocí vysokonapěťové, rychle působící kaskády posunu úrovně. Tato kaskáda zajišťuje konverzi logických signálů na úrovně nezbytné pro stabilní provoz řídicího obvodu tranzistoru na vyšší straně.
Pokud řídicí napětí klesne pod určitou mez, mohou výstupní tranzistory přejít do lineárního režimu, což zase povede k přehřátí krystalu. Aby se tomu zabránilo, je třeba použít obvody pro monitorování napětí (UVLO). Uzamčení pod napětím) pro horní (potenciální ovládání V BOOT) i spodní (potenciální ovládání V CC) rameno.
Moderní vysokonapěťové ovladače mají tendenci integrovat zaváděcí diodu do balíčku integrovaného obvodu. Díky tomu není potřeba používat externí diodu, která je oproti samotnému čipu ovladače značně objemná. Vestavěná bootstrap dioda (přesněji bootstrap obvod) se používá nejen v ovladači L6385E, ale také ve všech ostatních mikroobvodech této rodiny.
L6386E je varianta L6385E s dalšími funkcemi. Jeho struktura a schéma zapojení jsou na obr. 3.
Rýže. 3.
Hlavní rozdíly mezi L6386E a L6385E. Za prvé byl přidán další SD vstup, nízká úroveň signálu, při které se vypínají oba tranzistory, bez ohledu na stav vstupů HIN a LIN. Často se používá jako signál nouzového vypnutí, který není spojen s obvodem generování vstupního řídicího signálu. Za druhé byl přidán stupeň pro řízení proudu protékajícího tranzistorem nižšího stupně. Porovnáním s předchozím diagramem vidíme, že kolektor spodního tranzistoru není připojen k zemi přímo, ale přes proudový odpor (proudový senzor). Pokud pokles napětí na něm překročí prahovou hodnotu V REF, pak se na výstupu DIAG vytvoří nízká úroveň. Všimněte si toho tento stát neovlivňuje činnost obvodu, ale je pouze indikátorem.
Pár slov o použití čipů rodiny L638x. Omezený prostor článku nám neumožňuje uvažovat o aplikačních příkladech, nicméně dokument “L638xE Application Guide” od STMicroelectronics poskytuje příklady řídicího obvodu třífázového motoru, předřadníku stmívatelné zářivky, DC/DC měničů s různými architektury a řada dalších. Dále jsou zobrazena schémata demonstračních desek pro všechny mikroobvody této rodiny (včetně topologie desek plošných spojů).
Abychom shrnuli analýzu rodiny L638x, poznamenáváme: aniž by měly jedinečné vlastnosti v jednotlivých parametrech, patří ovladače této rodiny k nejlepším v oboru jak z hlediska souhrnu parametrů, tak použitých technických řešení.
Rodina vysokonapěťových ovladačů
poloviční můstek L639x
Na první pohled lze mikroobvody této rodiny považovat za vývoj mikroobvodu L6384E. Při analýze funkčnosti ovladačů rodiny L639x je však velmi obtížné rozpoznat L6384E jako prototyp (snad s výjimkou absence jiných ovladačů polovičního můstku v řadě STMicroelectronics). Tabulka 2 ukazuje složení a parametry mikroobvodů rodiny L639x.
Tabulka 2 Parametry ovladače rodiny L639x
| Jméno | Voffcet, V | Io+, mA | Io-, mA | Ton, ns | Toff, ns | Tdt, μs | Typ | Smart SD | Operační zesilovač | Comp. | Řízení |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6390 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Existuje | Existuje | Existuje | HIN/-LIN/-SD |
| L6392 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Existuje | HIN/-LIN/-SD | ||
| L3693 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Existuje | PH/-BR/-SD |
Hlavním rysem této rodiny mikroobvodů je přítomnost dalších vestavěných prvků: operační zesilovač nebo komparátor (pro L6390 — obě). Na Obr. Obrázek 4 ukazuje strukturu a schéma zapojení čipu L6390.
Rýže. 4.
Jaké výhody poskytují doplňkové prvky v praktických aplikacích? Operační zesilovače (v L6390 a L6392) jsou určeny k měření proudu protékajícího zátěží. Navíc, protože jsou k dispozici oba výstupy (OP+ a OP-), je možné na odpovídajícím výstupu mikroobvodu generovat jak absolutní hodnotu, tak odchylku od určité hodnoty. referenční napětí(odpovídající např. max přijatelnou hodnotu). V ovladači L6390 komparátor provádí velmi specifickou funkci „chytrého vypnutí“ ( Chytré vypnutí) - tzn. při překročení maxima přípustný proud při zátěži začne komparátor ovlivňovat logiku řidiče a poskytuje plynulé vypnutí zatížení. Rychlost vypínání se nastavuje RC obvodem připojeným na pin SD/OD. Navíc, protože je tento výstup obousměrný, může to být buď výstup indikace chyby pro řídicí mikrokontrolér nebo vstup pro nucené vypnutí.
Všechny mikroobvody obsahují logiku ochrany proti současnému otevření horního a spodního bočního tranzistoru a tím i vytvoření pauzy při změně stavu výstupu. Doba pauzy T DT pro všechny mikroobvody řady je programovatelná a je určena hodnotou odporu připojeného na pin DT.
Logika řízení v L6390 a L6392 stejný typ - signály HIN, LIN a SD.
Rozdíl v čipu L6393 od L6390 a L6392 není jen absence operačního zesilovače. Komparátor v L6393 je nezávislý na ostatních prvcích obvodu a v zásadě může být použit pro libovolné účely. Nejrozumnější aplikací je však řízení proudu a generování znaménka přebytku (analogicky s kolíkem DIAG v čipu L6386E diskutovaným výše). Hlavní rozdíl je v logice ovládání - kombinace řídicích signálů PHASE, BRAKE a SD je u mikroobvodů této třídy poměrně vzácná (ne-li ojedinělá). Kontrolní cyklogram je na Obr. 5.
Rýže. 5.
Cyklogram je zaměřen na ovládání přímo ze signálů motoru, např. DC a realizuje tzv mechanismus zpožděného zastavení. Předpokládejme, že BRZDA je signál pro akční člen, tzn. jeho nízká úroveň zapíná motor bez ohledu na stav signálu FÁZE. Opět předpokládejme, že FÁZE je signál ze snímače zpětné vazby, jako je snímač frekvence namontovaný na hřídeli motoru nebo snímač limitu indikující bod zlomu. Pak vysoká úroveň signálu BRZDA nezastaví motor okamžitě, ale pouze kladnou hranou signálu FÁZE. Například, pokud mluvíme o pohonu vozíku, pak lze signál k zastavení (vysoká úroveň BRZDY) dát předem, ale k zastavení dojde pouze v určitém bodě (když je spuštěn snímač FÁZE).
Na Obr. Obrázek 6 ukazuje strukturu a schéma zapojení čipu L6393.
Rýže. 6.
O parametrech. Výstupní proudy I O+ (I O-) 270/430 mA jsou nižší než mezinárodní integrované obvody usměrňovače (které, jak je uvedeno výše, mají typicky 290/600 mA). Dynamické parametry T ON /T OFF (125/125 ns) jsou však lepší (a často výrazně) než všechny čipy v rodině IRS.
Závěry týkající se rodiny L639x. S dostatečně vysokými kvantitativními charakteristikami, které nám samo o sobě umožňují klasifikovat rodinu L639x jako jednoho z lídrů v oboru, poskytují dodatečné funkce kvalitativní skok, protože nám umožňují implementovat do jednoho čipu ty funkce, které byly dříve implementovány pomocí řady dalších komponenty.
Závěr
Sortiment vysokonapěťových měničů od STMicroelectronics samozřejmě nelze považovat za příliš široký (alespoň ve srovnání s obdobnými produkty od International Rectifier). Kvantitativní a kvalitativní charakteristiky uvažovaných rodin však nejsou horší nejlepší produkty IR.
Když už mluvíme o ovladačích tranzistorů MOSFET a IGBT, nelze nezmínit tranzistory samotné; STMicroelectronics vyrábí poměrně širokou škálu tranzistorů s efektem pole (například MDMESH V a SuperMesh3) a bipolárních tranzistorů s izolovaným hradlem. Vzhledem k tomu, že tyto elektronické součástky byly nedávno popsány v tomto časopise, jsou ponechány mimo rozsah tohoto článku.
A konečně, jak již bylo zmíněno výše, řada měničů MOSFET a IGBT tranzistorů společnosti STMicroelectronics nekončí měniči polovičního můstku. Sortiment ovladačů kategorie „Single“ a „Multiple“ a jejich parametry naleznete na oficiálních stránkách společnosti STMicroelectronics - http://www.st.com/ .
Literatura
1. L638xE Application Guide // ST Microelectronics document an5641.pdf.
2. Yachmennikov V. Zvýšení účinnosti s tranzistory MDmesh V // Electronics News, č. 14, 2009.
3. Ilyin P., Alimov N. Recenze MOSFET a IGBT od STMicroelectronics // Electronics News, č. 2, 2009.
4. Medjahed D. Vysoce účinná řešení založená na tranzistorech SuperMESH3 // Electronics News, č. 16, 2009.
MDMEDH V v pouzdře PowerFlat
STMicroelectronics, globální lídr v oblasti výkonových MOSFETů, vyvinul nový balíček PowerFlat s vylepšeným výkonem, speciálně navržený pro aplikace s povrchovou montáží, pro rodinu tranzistorů MDMESH V. Rozměry pouzdra 8x8 mm s výškou 1 mm (PowerFlat 8x8 HV). Jeho nízká výška umožňuje vytvářet tenčí napájecí zdroje, stejně jako zmenšit velikost desky plošných spojů nebo zvýšit hustotu osazení. Odtokový kontakt v pouzdře PowerFlat je velký exponovaný kovový povrch, který zlepšuje odvod tepla a tím zvyšuje spolehlivost. Toto pouzdro je schopné provozu v rozsahu teplot -55…150°C.
Tranzistory řady MDMESH V jsou z hlediska odporu nejlepší tranzistory na světě otevřený kanál v rozsahu provozního napětí 500...650 V. Například tranzistory řady STW77N65M5 z rodiny MDMESH V mají pro provozní napětí 650 V maximální hodnotu Rdson 0,033 Ohm a max. statický proud 69 A. Přitom hradlový náboj takového tranzistoru je pouze 200 nK. STL21N65M5 — Jedná se o první tranzistor z rodiny MDMESH V v pouzdře PowerFlat. Při provozním napětí 650 V má tranzistor STL21N65M5 odpor otevřeného kanálu 0,190 Ohmů a maximální statický proud 17 A, přičemž jeho hradlový náboj je 50 nK.
O společnosti ST Microelectronics
Ovladače tranzistory s efektem pole
Budiče tranzistorů MOSFET a IGBT jsou zařízení pro řízení výkonných polovodičových součástek v koncových stupních měničů elektrické energie. Používají se jako mezičlánek mezi řídicím obvodem (regulátorem nebo digitálním signálovým procesorem) a výkonnými akčními členy.
Etapy vývoje energetické (výkonové) elektroniky jsou dány pokroky v technologiích výkonových spínačů a jejich ovládacích obvodů. Dominantním směrem ve výkonové elektronice je zvyšování pracovních frekvencí měničů, které jsou součástí spínaných zdrojů. Přeměna elektřiny na vyšších frekvencích umožňuje zlepšit specifické hmotnostní a rozměrové charakteristiky pulzní transformátory, kondenzátory a filtrační tlumivky. Dynamické a statické parametry výkonová zařízení se neustále zdokonalují, ale také je třeba efektivně ovládat výkonné klávesy. Výkonné vysokorychlostní budiče tranzistorů MOSFET a IGBT jsou navrženy pro vyváženou interakci mezi řídicím obvodem a koncovými stupni. Budiče mají vysoké výstupní proudy (až 9 A), krátké doby náběhu, doběhu, zpoždění a další zajímavé charakteristické vlastnosti. Klasifikace řidiče je znázorněna na obrázku 2.15.
Obrázek 2.15 - Klasifikace řidičů
Řidič musí mít alespoň jeden externí pin (dva v okruzích push-pull), který je povinný. Může sloužit buď jako předpulzní zesilovač nebo přímo jako klíčový prvek ve spínaném zdroji.
Jako řízené zařízení v silových obvodech pro různé účely lze použít bipolární tranzistory, MOS tranzistory a zařízení spouštěcího typu (tyristory, triaky). Požadavky na ovladač, který poskytuje optimální ovládání v každém z těchto případů, se liší. Budič bipolárního tranzistoru musí při zapnutí řídit proud báze a zajistit resorpci menšinových nosičů v bázi během fáze vypínání. Maximální hodnotyŘídicí proudy se jen málo liší od průměrných proudů v odpovídajícím intervalu. MOS tranzistor je řízen napětím, ale na začátku intervalů zapnutí a vypnutí musí driver procházet velkými pulzními proudy nabíjení a vybíjení kondenzátorů zařízení. Zařízení spouštěcího typu vyžadují vytvoření krátkého proudového impulzu pouze na začátku spínacího intervalu, protože k vypínání (spínání) u nejběžnějších zařízení dochází podél hlavních, nikoli řídicích elektrod. Všechny tyto požadavky musí v té či oné míře splňovat odpovídající řidiči.
Obrázky 2.16...2.18 znázorňují typické obvody pro připojení bipolárních a tranzistorů MOSFET s efektem pole pomocí jednoho tranzistoru v budiči. Jedná se o tzv. obvody s pasivním vypínáním výkonového tranzistoru. Jak je z obrázku patrné, struktura obvodů budiče je zcela totožná, což umožňuje použít stejné obvody pro řízení tranzistorů obou typů. V tomto případě dochází k resorpci nosičů nahromaděných ve struktuře tranzistoru prostřednictvím pasivního prvku - externího odporu. Jeho odpor, který posunuje ovládací přechod nejen při vypnutí, ale i během intervalu zapnutí, nelze volit příliš malý, což omezuje rychlost resorpce náboje.
Pro zvýšení rychlosti tranzistoru a vytvoření vysokofrekvenčních spínačů je nutné snížit odpor obvodu resetování náboje. To se provádí pomocí resetovacího tranzistoru, který se zapíná pouze během intervalu pauzy. Odpovídající řídicí obvody pro bipolární a MOS tranzistory jsou uvedeny na obrázku 2.17.
Článek je věnován vývoji společnosti Electrum AV LLC pro průmyslové aplikace, jejich vlastnosti jsou podobné modulárním zařízením vyráběným společnostmi Semikron a CT Concept.
Moderní koncepce rozvoje výkonové elektroniky a úroveň technologického základu moderní mikroelektroniky určují aktivní vývoj systémů postavených na IGBT zařízeních různých konfigurací a výkonu. V státní program„Národní technologická základna“ Tomuto směru jsou věnovány dvě práce na vývoji řady středně výkonných IGBT modulů v podniku Kontur (Cheboksary) a řady výkonných IGBT modulů v podniku Kremnij (Brjansk). Současně je použití a vývoj systémů založených na modulech IGBT omezeno nedostatkem domácích ovladačů pro ovládání IGBT bran. Tento problém je relevantní také pro vysoce výkonné tranzistory s efektem pole používané v konvertorových systémech s napětím do 200 V.
V současné době jsou řídicí zařízení pro vysoce výkonné tranzistory s efektem pole a IGBT tranzistory na ruském „elektronickém“ trhu zastoupeny společnostmi Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron a CT Concept. Produkty IR a Agilent obsahují pouze zařízení pro generování tranzistorových řídicích signálů a ochranných obvodů a v případě práce s vysokovýkonovými tranzistory nebo na vysokých frekvencích vyžadují pro své použití další prvky: DC/DC měnič požadovaného výkonu na generování napájecích napětí koncových stupňů, výkonné externí koncové stupně pro generování řídicích signálů brány s požadovanou strmostí hran, ochranné prvky (zenerovy diody, diody atd.), prvky rozhraní řídicího systému (vstupní logika, tvorba regulačního schématu u polomůstkových zařízení, opticky izolované stavové signály stavu řízeného tranzistoru, napájecích napětí apod.). Produkty Powerex také vyžadují DC/DC konvertor a pro přizpůsobení TTL, CMOS a optickým vláknům jsou nutné další externí komponenty. S galvanickým oddělením také nejsou nutné žádné stavové signály.
Funkčně nejúplnější ovladače jsou od Semikron (řada SKHI) a CT Concept (typy Standard nebo SCALE). Ovladače CT Concept řady Standart a ovladače SKHI jsou vyrobeny ve formě desek plošných spojů s konektory pro připojení k řídicímu systému a řízených tranzistorů s nainstalovanými potřebnými prvky a s možností instalace ladicích prvků spotřebitelem. Produkty jsou si podobné svými funkčními a parametrickými vlastnostmi.
Rozsah ovladačů SKHI je uveden v tabulce 1.
Tabulka 1. Nomenklatura řidičů SKHI
| Typ ovladače Semikron | Počet kanálů | Maximální napětí pro ovládání. tranzistor, V | Změna napětí brány, V | Max. výstup proud, A | Maximální náboj brány, µC | Frekvence, kHz | Izolační napětí, kV | DU/dt, kV/µs |
| SKHI 10/12 | 1 | 1200 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 10/17 | 1 | 1700 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 21A | 1 | 1200 | +15/–0 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/22B | 2 | 1200 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 22V/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 23/12 | 2 | 1200 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 23/17 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 24 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 5 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 26W | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 26F | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 27W | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 27F | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 61 | 6 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHI 71 | 7 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHIВS 01 | 7 | 1200 | +15/–8 | 1,5 | 0,75 | 20 | 2,5 | 15 |
Měniče CT Concept SCALE jsou vyrobeny na základě základní hybridní sestavy a obsahují hlavní prvky pro ovládání výkonných tranzistorů s efektem pole nebo IGBT, které jsou osazeny na desce plošných spojů, s možností instalace potřebných ladicích prvků. Deska je také vybavena potřebnými konektory a paticemi.
Řada základních hybridních sestav ovladačů SCALE od CT Concept je uvedena v tabulce 2.
Budicí zařízení z produkce "Electrum AV" jsou kompletně dokončená, funkčně kompletní zařízení obsahující všechny potřebné prvky pro ovládání hradel výkonných tranzistorů, poskytující potřebné úrovně přizpůsobení proudových a potenciálních signálů, trvání hran a zpoždění, jakož i potřebné úrovně ochrany řízených tranzistorů při nebezpečné úrovně saturační napětí (proudové přetížení nebo zkrat) a nedostatečné napětí hradla. Použité DC/DC měniče a tranzistorové koncové stupně mají potřebný výkon pro zajištění spínání řízených tranzistorů libovolného výkonu při dostatečné rychlosti pro zajištění minimálních spínacích ztrát. DC/DC měniče a optočleny mají dostatečnou úroveň galvanické izolace pro použití ve vysokonapěťových systémech.
Tabulka 2. Nomenklatura základních hybridních sestav ovladačů SCALE od CT Concept
| Typ ovladače od CT Concept | Počet kanálů | Napájecí napětí ovladače, V | Max. výstupní proud, A | Maximální napětí na ovládání. tranzistor, V | Výstupní výkon, W | Latence, ns | Izolační napětí, V | du/dt, kV/μs | Vjezd |
| IGD 508E | 1 | ±15 | ±8 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | sv | |
| IGD 515E | 1 | ±15 | ±15 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | sv | |
| IGD 608E | 1 | ±15 | ±8 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IGD608A1 17 | 1 | ±15 | ±8 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IGD 615A | 1 | ±15 | ±15 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IGD615A1 17 | 1 | ±15 | ±15 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD 215A | 2 | ±15 | ±1,5 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD 280A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD280A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD 680A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD680A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Trans |
| IHD 580 F | 2 | ±15 | ±8 | 2500 | 2,5 | 200 | 5000 | sv |
Tento článek představí zařízení MD115, MD150, MD180 (MD115P, MD150P, MD180P) pro ovládání jednotlivých tranzistorů a také MD215, MD250, MD280 (MD215P, MD250P, MD280P) pro ovládání polomůstkových zařízení.
Modul ovladače pro jednokanálový IGBT a vysoce výkonné tranzistory s efektem pole: MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, ID180P
Modul ovladače MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, MD180P - hybridní integrovaný obvod pro IGBT ovládání a výkonné tranzistory s efektem pole, a to i v případě jejich paralelního zapojení. Modul poskytuje přizpůsobení proudových a napěťových úrovní s většinou IGBT a vysoce výkonných tranzistorů s efektem pole s maximálním přípustným napětím až 1700 V, ochranu proti přetížení nebo zkratu a proti nedostatečnému napětí na hradle tranzistoru. Ovladač generuje signál „alarm“, když je narušen provozní režim tranzistoru. Pomocí vnějších prvků se upravuje provozní režim řidiče pro optimální ovládání různé typy tranzistory. Budič lze použít k buzení tranzistorů s "Kelvinovými" výstupy nebo k řízení proudu pomocí rezistoru se snímáním proudu. Zařízení MD115P, MD150P, MD180P obsahují vestavěný DC/DC měnič pro napájení výstupních stupňů budiče. Zařízení MD115, MD150, MD180 vyžadují externí izolovaný zdroj napájení.
Přiřazení pinu
1 - "nouzové +" 2 - "nouzové -" 3 - "vstup +" 4 - "vstup -" 5 - "U power +" (pouze pro modely s indexem "P") 6 - "U power -" ( pouze pro modely s indexem “P”) 7 - “General” 8 - “+E power” 9 - “output” - ovládání tranzistorového hradla 10 - “–E power” 11 - “forward” - saturační napěťový řídicí vstup řízený tranzistor 12 - „proud“ - vstup pro sledování proudu protékajícího řízeným tranzistorem
Budicí moduly pro dvoukanálové IGBT a výkonové tranzistory s efektem pole IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I
Budicí moduly MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P - hybridní integrovaný obvod pro ovládání IGBT a výkonných tranzistorů s efektem pole přes dva kanály, a to jak nezávisle, tak v polomůstkovém zapojení, včetně při paralelní připojení tranzistory. Ovladač zajišťuje přizpůsobení úrovní proudu a napětí s většinou IGBT a vysoce výkonných tranzistorů s efektem pole s maximálním přípustným napětím až 1700 V, ochranou proti přetížení nebo zkratu a nedostatečnou úrovní napětí na hradle tranzistoru. Vstupy budiče jsou galvanicky odděleny od napájecí jednotky izolačním napětím 4 kV. Ovladač obsahuje interní DC/DC měniče, které tvoří potřebné úrovně pro ovládání hradel tranzistorů. Zařízení generuje potřebné stavové signály, které charakterizují provozní režim tranzistorů a také dostupnost napájení. Pomocí vnějších prvků se upravuje provozní režim budiče pro optimální ovládání různých typů tranzistorů.
Tabulka 4. Označení pinů dvoukanálového modulu IGBT ovladače a výkonových tranzistorů s efektem pole
| Pin č. | Označení | Funkce | Pin č. | Označení | Funkce |
| 14 | ВХ1 „+“ | Vstup přímého ovládání kanálu 1 | 15 | IR | Měřicí kolektor pro sledování saturačního napětí na řízeném tranzistoru prvního kanálu |
| 13 | 1 V „–“ | Inverzní řídicí vstup prvního kanálu | 16 | IR1 | Vstup řízení saturačního napětí s nastavitelným prahem a dobou blokování prvního kanálu |
| 12 | ST "+E pit" | Stav napájecího napětí koncového stupně prvního kanálu | 17 | Out2 | Výstup ovládání tranzistorového hradla s nastavitelnou dobou sepnutí řízeného tranzistoru prvního kanálu |
| 11 | SZ | Vstup pro připojení přídavného kondenzátoru (nastavení doby zpoždění zapnutí) prvního kanálu | 18 | Out1 | Výstup ovládání tranzistorového hradla s nastavitelnou dobou vypnutí řízeného tranzistoru prvního kanálu |
| 10 | ULICE | Stavový alarmový výstup na řízeném tranzistoru prvního kanálu | 19 | – Jáma E | |
| 9 | BLOK | Vstup zámku | 20 | Generál | Výstupy napájecího napětí výkonové části budiče prvního kanálu |
| 8 | Nezapojeno | 21 | +E jáma | Výstupy napájecího napětí výkonové části budiče prvního kanálu | |
| 7 | +5V | 22 | +E jáma" | ||
| 6 | Vstup pro připojení napájení ke vstupnímu obvodu | 23 | Generál" | Výstupy napájecího napětí výkonové části ovladače druhého kanálu | |
| 5 | ВХ2 „+“ | Vstup přímého ovládání kanálu 2 | 24 | -E pit" | Výstupy napájecího napětí výkonové části ovladače druhého kanálu |
| 4 | 2° „–“ | Inverzní řídicí vstup druhého kanálu | 25 | Out1" | Výstup ovládání tranzistorového hradla s nastavitelnou dobou sepnutí řízeného tranzistoru druhého kanálu |
| 3 | ST „+E jáma“9 | Stav napájecího napětí koncového stupně druhého kanálu | 26 | Out2" | Výstup ovládání tranzistorového hradla s nastavitelnou dobou vypnutí řízeného tranzistoru druhého kanálu |
| 2 | Sz9 | Vstup pro připojení přídavného kondenzátoru (nastavení doby zpoždění sepnutí) druhého kanálu | 27 | IK1" | Vstup řízení saturačního napětí s nastavitelným prahem a dobou blokování druhého kanálu |
| 1 | ST9 | Stavový alarmový výstup na řízeném tranzistoru druhého kanálu | 28 | IR" | Měřicí kolektor pro sledování saturačního napětí na řízeném tranzistoru druhého kanálu |
Zařízení obou typů MD1ХХХ a MD2ХХХ zajišťují generování řídicích signálů tranzistorových hradel se samostatně nastavitelnými hodnotami nabíjecích a vybíjecích proudů, s požadovanými dynamickými parametry, zajišťují napěťovou regulaci a ochranu tranzistorových hradel v případě nedostatečného nebo nadměrného napětí na jim. Oba typy zařízení monitorují saturační napětí řízeného tranzistoru a provádějí plynulé nouzové vypnutí zátěže v kritických situacích, přičemž generují signál optočlenu, který to indikuje. Kromě těchto funkcí mají zařízení řady MD1XXX schopnost řídit proud řízeným tranzistorem pomocí externího odporu pro měření proudu - „shuntu“. Takové odpory s odpory od 0,1 do několika mOhmů a výkony desítek a stovek W, vyrobené na keramických základech ve formě nichromových nebo manganinových proužků přesné geometrie s nastavitelnými nominálními hodnotami, byly také vyvinuty společností Electrum AV LLC. Podrobnější informace o nich naleznete na webových stránkách www.orel.ru/voloshin.
Tabulka 5. Základní elektrické parametry
| Vstupní obvod | ||||
| min. | typ. | Max. | ||
| Napájecí napětí, V | 4,5 | 5 | 18 | |
| Spotřeba proudu, mA | ne více než 80 bez zátěže ne více než 300 mA se zátěží | |||
| Vstupní logika | CMOS 3–15 V, TTL | |||
| Proud na řídicích vstupech, mA | ne více než 0,5 | |||
| Výstupní napětí st, V | ne více než 15 | |||
| Výstupní proud st, mA | minimálně 10 | |||
| Výstupní obvod | ||||
| Špičkový výstupní proud, A | ||||
| MD215 | ne více než 1,5 | |||
| MD250 | ne více než 5,0 | |||
| MD280 | ne více než 8,0 | |||
| Výstupní průměrný proud, mA | ne více než 40 | |||
| Maximální spínací frekvence, kHz | ne méně než 100 | |||
| Rychlost změny napětí, kV/µs | minimálně 50 | |||
| Maximální napětí na řízeném tranzistoru, V | ne méně než 1200 | |||
| DC/DC měnič | ||||
| Výstupní napětí, V | minimálně 15 | |||
| Výkon, W | ne méně než 1 ne méně než 6 (pro modely s indexem M) | |||
| Účinnost | alespoň 80 % | |||
| Dynamické vlastnosti | ||||
| Zpoždění vstupu výstupu t zapnuto, µs | ne více než 1 | |||
| Zpoždění ochranného vypnutí t off, µs | ne více než 0,5 | |||
| Stav zpoždění zapnutí, μs | ne více než 1 | |||
| Doba zotavení po spuštění ochrany, μs | ne více než 10 | |||
| alespoň 1 (nastaveno kapacitami Сt,Сt") | ||||
| Doba odezvy obvodu ochrany saturačního napětí při zapnutí tranzistoru tblock, µs | minimálně 1 | |||
| Prahová napětí | ||||
| min. | typ. | Max. | ||
| Ochranný práh pro nedostatečné napájení E, V | 10,4 | 11 | 11,7 | |
| Ochranný obvod saturačního napětí řízeného tranzistoru zajišťuje, že výstup je vypnutý a signál CT je generován při napětí na vstupu „IR“, V | 6 | 6,5 | 7 | |
| Izolace | ||||
| Izolační napětí řídicích signálů vzhledem k výkonovým signálům, V | ne méně než 4000 střídavé napětí | |||
| Izolační napětí DC/DC měniče, V | ne méně než 3000 DC napětí | |||
Navržené ovladače umožňují ovládat tranzistory na vysokých frekvencích (až 100 kHz), což umožňuje dosáhnout velmi vysoké účinnosti konverzních procesů.
Zařízení řady MD2ХХХ mají vestavěný vstupní logický blok, který umožňuje ovládat signály s různými hodnotami od 3 do 15 V (CMOS) a standardními úrovněmi TTL, přičemž poskytuje stejnou úroveň řídicích signálů tranzistorových hradel a tvoří doba spínacího zpoždění horního a vyššího napětí, nastavitelná pomocí externích kondenzátorů spodního ramene polovičního můstku, což zajišťuje absenci průchozích proudů.
Vlastnosti použití ovladačů na příkladu zařízení MD2ХХХ
Stručný přehled
Budicí moduly MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P jsou univerzální řídicí moduly určené pro spínání IGBT a vysoce výkonných tranzistorů s efektem pole.
Všechny typy MD2ХХХ mají vzájemně kompatibilní kontakty a liší se pouze úrovní maximálního pulzního proudu.
Typy MD s vyššími výkony - MD250, MD280, MD250P, MD280P jsou vhodné pro většinu modulů nebo několik paralelně zapojených tranzistorů používaných na vysokých frekvencích.
Moduly ovladačů řady MD2XXX poskytují kompletní řešení problémů s řízením a ochranou pro IGBT a tranzistory s efektem pole. Ve skutečnosti nejsou vyžadovány žádné další komponenty na vstupní ani výstupní straně.
Akce
Moduly ovladače MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P pro každý ze dvou kanálů obsahují:
- vstupní obvod zajišťující přizpůsobení úrovně signálu a ochranné spínací zpoždění;
- elektrická izolace mezi vstupním obvodem a výkonovou (výstupní) částí;
- obvod ovládání hradla tranzistoru; na otevřeném tranzistoru;
- obvod pro sledování úrovně napájecího napětí výkonové části budiče;
- výkonový zesilovač;
- ochrana proti napěťovým rázům ve výstupní části budiče;
- elektricky izolovaný zdroj napětí - DC//DC měnič (pouze pro moduly s indexem P)
Oba kanály ovladače fungují nezávisle na sobě.
Díky elektrickému oddělení, které zajišťují transformátory a optočleny (vystaveno zkušebnímu napětí 2650 V AC při 50 Hz po dobu 1 minuty) mezi vstupním obvodem a výkonovou částí, je také extrémně vysoká rychlost nárůst napětí - 30 kV/µs, budící moduly se používají v obvodech s vysokým potenciálním napětím a velkými potenciálovými skoky mezi výkonovou částí a řídicím obvodem.
Velmi krátké doby zpoždění měničů řady MD2XXX umožňují jejich použití ve vysokofrekvenčních napájecích zdrojích, vysokofrekvenčních měničích a rezonančních měničích. Díky extrémně krátkým dobám zpoždění zaručují bezproblémový provoz při ovládání mostu.
Jednou z hlavních funkcí měničů řady MD2ХХХ je zaručit spolehlivou ochranu řízených výkonových tranzistorů před zkratem a přetížením. Nouzový stav tranzistoru se zjišťuje pomocí napětí na kolektoru výkonového tranzistoru v otevřeném stavu. Pokud je překročena uživatelsky definovaná prahová hodnota, výkonový tranzistor se vypne a zůstane deaktivován, dokud neskončí aktivní úroveň signálu na řídicím vstupu. Poté lze tranzistor znovu zapnout přivedením aktivní úrovně na řídicí vstup. Tento koncept ochrany je široce používán pro spolehlivou ochranu IGBT.
Funkční přiřazení pinů
Kolíky 14 (VX1 „+“), 13 (VX1 „–“)
Piny 13 a 14 jsou řídicí vstupy ovladače. Řízení se provádí aplikací logických úrovní TTL na ně. Vstup In1 „+“ je přímý, to znamená, že když je na něj přivedena logická 1, výkonový tranzistor se otevře a při přiložení 0 se sepne. Vstup In1 „–“ je inverzní, to znamená, že když je na něj přivedena logická 1, výkonový tranzistor se sepne a při přiložení 1 se otevře. Typicky je In1 „–“ připojen ke společnému vodiči vstupní části budiče a je ovládán pomocí vstupu In1 „+“. Zapojení invertujícího a neinvertujícího ovladače je na obr. 10.
Tabulka 6 ukazuje stavový diagram jednoho kanálu ovladače.
Elektrická izolace mezi vstupní a výstupní částí budiče na těchto pinech je provedena pomocí optočlenů. Díky jejich použití je eliminována možnost vlivu přechodových dějů probíhajících na výkonovém tranzistoru na řídicí obvod.
Tabulka 6. Stavový diagram jednoho kanálu ovladače
| In1+ | In1– | Napětí hradla tranzistoru | Saturační napětí tranzistoru >normální | Ulice | St "+E pit" | Ven |
| X | X | + | X | X | L | L |
| x | x | x | + | l | N | l |
| l | x | x | x | x | N | l |
| x | H | x | x | x | H | l |
| H | l | - | - | H | H | H |
Vstupní obvod má vestavěnou ochranu, která zabraňuje současnému otevření obou výkonových tranzistorů polovičního můstku. Pokud je na řídicí vstupy obou kanálů přiveden aktivní řídicí signál, obvod se zablokuje a oba výkonové tranzistory se uzavřou.
Budicí moduly by měly být umístěny co nejblíže výkonovým tranzistorům a připojeny k nim co nejkratšími vodiči. Vstupy In1 „+“ a In1 „–“ lze připojit k řídicímu a monitorovacímu obvodu vodiči o délce až 25 cm.
Kromě toho musí vodiče běžet paralelně. Kromě toho lze vstupy In1 „+“ a In1 „–“ připojit k řídicímu a monitorovacímu obvodu pomocí kroucené dvoulinky. Společný vodič Vstupní obvod musí být vždy zapojen samostatně pro oba kanály, aby byl zajištěn spolehlivý přenos řídicích impulsů.
Vzhledem k tomu, že v případě velmi dlouhého pulsu dochází ke spolehlivému přenosu řídicích impulsů, je nutné v případě minimálně krátkého řídicího impulsu zkontrolovat kompletní konfiguraci.
Pin 12 (ST „+E pit“)
Pin 12 je stavový výstup, který potvrzuje přítomnost napájení (+18 V) na výstupní (výkonové) části budiče. Sestavuje se podle okruhu s otevřeným kolektorem. Na normální provoz ovladače (přítomnost napájení a jeho dostatečná úroveň), je stavový pin připojen na společný pin řídicí obvod pomocí otevřeného tranzistoru. Je-li tento stavový kolík zapojen podle schématu na obr. 11, pak nouzová situace bude odpovídat úrovni vysokého napětí na něm (+5 V). Normální provoz ovladače bude odpovídat nízké úrovni napětí na tomto stavovém kolíku. Typická hodnota proudu protékajícího stavovým pinem odpovídá 10 mA, proto se hodnota odporu R vypočítá podle vzorce R = U / 0,01,
kde U je napájecí napětí. Při poklesu napájecího napětí pod 12 V se výkonový tranzistor vypne a budič se zablokuje.
Pin 11 (Сз)
Na kolík 11 je připojen další kondenzátor, který prodlužuje dobu zpoždění mezi vstupním a výstupním impulsem ton na budiči. Standardně (bez přídavného kondenzátoru) je tato doba přesně 1 µs, díky čemuž ovladač nereaguje na impulsy kratší než 1 µs (ochrana před impulsní hluk). Hlavním účelem tohoto zpoždění je eliminovat výskyt průchozích proudů vznikajících v polomostech. Proudy způsobují zahřívání výkonových tranzistorů, aktivaci nouzové ochrany, zvyšují spotřebu proudu a zhoršují účinnost obvodu. Zavedením tohoto zpoždění mohou být oba kanály ovladače zatíženého polovičním můstkem řízeny jediným signálem obdélníkové vlny.
Například modul 2MBI 150 má zpoždění vypnutí 3 μs, proto, aby se zabránilo vzniku průchozích proudů v modulu při společném ovládání kanálů, je nutné nainstalovat další kapacitu alespoň 1200; pF na obou kanálech.
Pro snížení vlivu okolní teploty na dobu zpoždění je nutné volit kondenzátory s nízkou TKE.
Pin 10 (ST)
Pin 10 je stavový výstup alarmu na výkonovém tranzistoru prvního kanálu. Vysoký logická úroveň výstup odpovídá normálnímu provozu řidiče a nízká úroveň odpovídá nouzovému stavu. K nehodě dojde, když saturační napětí na výkonovém tranzistoru překročí prahovou úroveň. Maximální proud procházející výstupem je 8 mA.
Pin 9 (BLOK)
Pin 6 je řídicí vstup ovladače. Když je na něj aplikována logická jednotka, činnost ovladače je zablokována a do výkonových tranzistorů je přivedeno blokovací napětí. Blokovací vstup je společný pro oba kanály. Pro normální provoz ovladače musí být na tento vstup přivedena logická nula.
Pin 8 není použit.
Piny 7 (+5 V) a 6 (společné)
Piny 6 a 7 jsou vstupy pro připojení napájení k driveru. Napájení je přiváděno ze zdroje o výkonu 8 W a výstupním napětí 5 ± 0,5 V. Napájení musí být k budiči připojeno krátkými vodiči (pro snížení ztrát a zvýšení odolnosti proti rušení). Pokud mají připojovací vodiče délku větší než 25 cm, je nutné umístit mezi ně co nejblíže budiče odhlučněné kondenzátory (keramický kondenzátor o kapacitě 0,1 μF).
Pin 15 (IR)
Pin 15 (měřicí kolektor) je připojen ke kolektoru výkonového tranzistoru. Prostřednictvím něj je řízeno napětí na otevřeném tranzistoru. V případě zkratu nebo přetížení se napětí na otevřeném tranzistoru prudce zvýší. Když je překročena prahová hodnota napětí na kolektoru tranzistoru, výkonový tranzistor se vypne a spustí se stav alarmu ST. Časové diagramy procesů probíhajících v ovladači při spuštění ochrany jsou na obr. 7. Práh odezvy ochrany lze snížit zapojením diod zapojených do série a prahová hodnota saturačního napětí je U us. por.=7 –n U pr.VD, kde n je počet diod, U pr.VD je úbytek napětí na otevřené diodě. Pokud je výkonový tranzistor napájen ze zdroje 1700 V, je nutné osadit přídavnou diodu s průrazným napětím minimálně 1000 V. Katoda diody je připojena ke kolektoru výkonového tranzistoru. Dobu odezvy ochrany lze nastavit pomocí pinu 16-IK1.
Pin 16 (IC1)
Pin 16 (měřicí kolektor) na rozdíl od pinu 15 nemá vestavěnou diodu a omezovací rezistor. Je nutné připojit kondenzátor, který na základě saturačního napětí na otevřeném tranzistoru určuje dobu odezvy ochrany. Toto zpoždění je nutné, aby se zabránilo ovlivnění obvodu rušením. Připojením kondenzátoru se doba odezvy ochrany zvyšuje úměrně s blokovací kapacitou t = 4 C U us. por., kde C je kapacita kondenzátoru, pF. Tato doba se sčítá s vnitřní dobou zpoždění řidiče t off (10 %) = 3 µs. Standardně ovladač obsahuje kapacitu C = 100 pF, proto je zpoždění odezvy ochrany t = 4 100 6,3 + t off (10 %) = 5,5 μs. V případě potřeby lze tuto dobu prodloužit připojením kapacity mezi pin 16 a společný napájecí vodič napájecí jednotky.
Kolíky 17 (výstup 2) a 18 (výstup 1)
Piny 17 a 18 jsou výstupy ovladače. Jsou určeny pro připojení výkonových tranzistorů a nastavení doby jejich sepnutí. Pin 17 (výstup 2) dodává kladný potenciál (+18 V) do hradla řízeného modulu a pin 18 (výstup 1) dodává záporný potenciál (–5 V). Pokud je nutné zajistit strmé ovládací hrany (cca 1 μs) a nepříliš vysoký výkon zátěže (dva paralelně zapojené moduly 2MBI 150), je přípustné přímé spojení tyto výstupy s ovládacími piny modulů. Pokud potřebujete dotáhnout okraje nebo omezit řídicí proud (v případě velké zátěže), pak je třeba moduly připojit na piny 17 a 18 přes omezovací odpory.
Pokud saturační napětí překročí prahovou úroveň, nastane ochranný plynulý pokles napětí na hradle řídicího tranzistoru. Čas do snížení napětí na hradle tranzistoru na úroveň 90%t off (90%) = 0,5 μs, na úroveň 10%t off (10%) = 3 μs. K eliminaci možnosti napěťového rázu je nutný plynulý pokles výstupního napětí.
Piny 19 (–E napájení), 20 (společné) a 21 (+E napájení)
Piny 19, 20 a 21 jsou výstupy napájení výkonové části budiče. Tyto kolíky přijímají napětí z měniče DC/DC měniče. V případě použití ovladačů jako MD215, MD250, MD280 bez vestavěných DC/DC měničů se zde připojují externí zdroje: 19 pin –5 V, 20 pin - společný, 21 pin +18 V pro proud až až 0,2 A.
Výpočet a výběr řidiče
Výchozím údajem pro výpočet je vstupní kapacita modulu C in nebo ekvivalentní náboj Q in, vstupní impedance vstup modulu R, kolísání napětí na vstupu modulu U = 30 V (udáno v referenční informace modulo), maximum provozní frekvence, na kterém běží modul f max.
Je potřeba najít impulsní proud protékající řídicím vstupem modulu Imax maximální výkon DC/DC měniče P.
Obrázek 16 ukazuje ekvivalentní obvod vstup modulu, který se skládá z kapacity hradla a omezovacího odporu.
Pokud je ve zdrojových datech uveden náboj Qin, pak je nutné jej přepočítat na ekvivalentní vstupní kapacitu Cin =Qin /D U.
Jalový výkon přidělený vstupní kapacitě modulu se vypočítá podle vzorce Рс =f Q input D U. Celkový výkon DC/DC měniče budiče Р je součtem výkonu spotřebovaného koncovým stupněm ovladač Рout a jalový výkon přidělený vstupní kapacitě modulu Рс: P = P out + Pc.
Pracovní frekvence a kolísání napětí na vstupu modulu byly ve výpočtech brány jako maximální, proto byl získán maximální možný výkon DC/DC měniče při normálním provozu budiče.
Když znáte odpor omezovacího rezistoru R, můžete zjistit pulzní proud protékající budičem: I max =D U/R.
Na základě výsledků výpočtu můžete vybrat nejoptimálnější ovladač potřebný k ovládání napájecího modulu.
Výkonové tranzistory IGBT a MOSFET se staly hlavními prvky používanými ve vysokovýkonových spínacích měničích. Jejich jedinečné statické a dynamické vlastnosti umožňují vytvářet zařízení schopná dodat do zátěže desítky i stovky kilowattů s minimálními rozměry a účinností přesahující 95 %.
IGBT a MOSFET mají společné izolovaný uzávěr což vede k tomu, že tyto prvky mají podobné regulační charakteristiky. Díky zápornému teplotnímu koeficientu zkratového proudu bylo možné vytvořit tranzistory odolné proti zkratu. Tranzistory se standardizovaným časem nadproudu dnes vyrábí téměř všechny přední firmy.
Absence řídicího proudu ve statických režimech umožňuje opustit řídicí obvody založené na diskrétních prvcích a vytvořit integrované obvody ovládání - ovladače. V současné době řada společností, jako International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, vyrábí širokou škálu zařízení, která řídí jednotlivé tranzistory, poloviční můstky a můstky - dvou a třífázové. Kromě toho, že poskytují hradlový proud, jsou také schopny vykonávat řadu pomocných funkcí, jako je ochrana proti nadproudu a zkratu ( Nadproudová ochrana, ochrana proti zkratu) a řídí pokles napětí ( Uzamčení pod napětím- UVLO). Pro klíčové prvky s řídicí bránou je pokles řídicího napětí nebezpečný stav. V tomto případě může tranzistor přejít do lineárního režimu a selhat kvůli přehřátí krystalu.
Pro uživatele může být obtížné porozumět širokému spektru mikroobvodů, které se v současnosti vyrábějí pro použití v silových obvodech, navzdory podobnosti jejich základních charakteristik. Tento článek pojednává o funkcích používání nejoblíbenějších ovladačů vyrobených různými společnostmi.
Hlavní pomocnou funkcí ovladačů je nadproudová ochrana. Pro lepší pochopení činnosti ochranného obvodu je nutné analyzovat chování výkonových tranzistorů v režimu zkratu (nebo zkrat - zkratka známá vývojářům).
Příčiny proudového přetížení jsou různé. Nejčastěji se jedná o nouzové případy, jako je porucha na krytu nebo zkrat zátěže.
Přetížení může být také způsobeno vlastnostmi obvodu, jako jsou přechodné jevy nebo zpětný obnovovací proud diody na opačné straně. Takováto přetížení musí být eliminována metodami obvodového inženýrství: použitím obvodů pro tvarování trajektorie (snubbrů), volbou hradlového odporu, izolací řídicích obvodů od napájecích sběrnic atd.
Zapnutí tranzistoru při zkratu v zátěžovém obvodu
Schematický diagram a diagramy napětí odpovídající tomuto režimu jsou uvedeny na Obr. 1a a 2. Všechny grafy byly získány analýzou obvodů pomocí programu PSpice. Pro analýzu byly použity vylepšené modely MOSFET tranzistorů od International Rectifier a makromodely IGBT a driverů vyvinuté autorem článku.
Rýže. 2
Zkrat zátěže na sepnutém tranzistoru
Rýže. 3
Jak bylo uvedeno, ustálená hodnota zkratového proudu je určena napětím na hradle. Snížení tohoto napětí však vede ke zvýšení saturačního napětí a následně ke zvýšení ztrát vedením. Odolnost proti zkratu úzce souvisí s transkonduktancí tranzistoru. IGBT s vysokým proudovým ziskem mají nízké saturační napětí, ale krátkou dobu přetížení. Tranzistory, které jsou nejodolnější vůči zkratu, mají zpravidla vysoké saturační napětí a tím i vysoké ztráty.
Přípustný zkratový proud IGBT je mnohem vyšší než u bipolárního tranzistoru. Obvykle se rovná 10násobku jmenovitého proudu při povolených napětích hradla. Přední společnosti, jako International Rectifier, Siemens, Fuji, vyrábějí tranzistory, které takové přetížení vydrží bez poškození. Tento parametr je uveden v referenčních datech pro tranzistory a nazývá se Short Circuit Ration a přípustná doba přetížení je tsc - Doba odolnosti proti zkratu.
Rychlá odezva ochranného obvodu je obecně užitečná pro většinu aplikací. Použití takových obvodů v kombinaci s vysoce nákladově efektivními IGBT zvyšuje účinnost obvodu, aniž by byla ohrožena spolehlivost.
Použití ovladačů k ochraně před přetížením
Podívejme se na způsoby vypínání tranzistorů v režimu přetížení na příkladu ovladačů vyrobených společnostmi International Rectifier, Motorola a Hewlett-Packard, protože tyto mikroobvody vám umožňují plně implementovat ochranné funkce.
Řidič nadloktí
Rýže. 4. Struktura ovladače IR2125
Na Obr. 4 ukazuje blokové schéma a Obr. 5 - typické schéma zapojení pro driver IR2125 využívající funkci ochrany proti přetížení. K tomuto účelu slouží Pin 6 - CS. Napětí odezvy ochrany je 230 mV. Pro měření proudu je v emitoru instalován rezistor RSENSE, jehož hodnota a dělič R1, R4 určují ochranný proud.
Rýže. 5. Schéma zapojení IR2125
Jak bylo zmíněno výše, pokud se při přetížení sníží napětí hradla, může být prodloužena doba rozpoznání nouzového režimu. To je nezbytné pro vyloučení falešně pozitivních výsledků. Tato funkce je implementována v čipu IR2125. Kondenzátor C1 připojený k pinu ERR určuje dobu analýzy stavu přetížení. Při C1 = 300 pF je doba analýzy asi 10 μs (to je doba potřebná k nabití kondenzátoru na napětí 1,8 V - prahové napětí obvodového komparátoru CHYBA NAČASOVÁNÍřidič). Během této doby se zapne obvod stabilizace proudu kolektoru a napětí hradla se sníží. Pokud stav přetížení neustane, po 10 μs se tranzistor úplně vypne.
Ochrana se vypne, když je vstupní signál odstraněn, což umožňuje uživateli organizovat ochranný obvod spouštění. Při jeho použití je třeba věnovat zvláštní pozornost volbě doby restartu, která by měla být větší než tepelná časová konstanta krystalu výkonového tranzistoru. Tepelnou časovou konstantu lze určit z grafu tepelné impedance Zthjc pro jednotlivé impulsy.
Rýže. 6
Pro analýzu podmínek přetížení saturačního napětí není potřeba měřicí odpor. Při přivedení kladného řídicího signálu na hradlo se na vstupu ochrany SC budiče objeví napětí, určené součtem úbytku napětí na otevřené diodě VD2 a otevřeném výkonovém tranzistoru Q1 a děliči R1, R4, který nastavuje provozní proud. Úbytek napětí na diodě je téměř konstantní a je asi 0,5 V. Napětí otevřeného tranzistoru při zvoleném zkratovém proudu se určí z grafu Von = f(Ic). Dioda VD4, stejně jako VD1, musí být rychlá a vysokonapěťová.
Kromě nadproudové ochrany budič analyzuje napájecí napětí vstupní části VCC a koncového stupně VB a při poklesu VB pod 9 V vypne tranzistor, což je nutné pro zamezení lineárního provozu tranzistoru. Tato situace může nastat buď při poškození nízkonapěťového zdroje nebo při nesprávné volbě kapacity C2. Jeho hodnota musí být vypočtena na základě hodnot náboje brány, proudu brány a frekvence opakování pulsů. Pro výpočet bootstrap kapacity Cb doporučuje dokumentace International Rectifier následující vzorce:
Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),
It = (Ion + Ioff)*tw.
Kde
Ion a Ioff - proudy zapínání a vypínání hradla, tw = Qg/Ion - doba sepnutí, Qg - nabíjení hradla, f - opakovací frekvence pulsů, Vcc - napájecí napětí, Vf - pokles napětí v propustném směru na diodě nabíjecího čerpadla (VD1 na obr. 6), Vls je propustný úbytek napětí na protilehlé diodě (VD3 na obr. 6), Igbs je hradlový proud ve statickém režimu.
Pokud není možné napájet ovladač z kapacity bootstrapu, je nutné použít „plovoucí“ zdroj napájení.
Třífázový mostový ovladač
Na Obr. Obrázek 7 ukazuje schéma zapojení pro budič třífázového můstku IR213* využívající funkci ochrany proti přetížení. K tomuto účelu slouží vstup ITR. Napětí odezvy ochrany je 500 mV. Pro měření celkového proudu můstku je v emitorech instalován rezistor RSENSE, jehož hodnota spolu s děličem R2, R3 určuje ochranný proud.
Rýže. 7. Schéma zapojení pro IR2130
Ovladač IR2130 poskytuje ovládání MOSFET a IGBT tranzistory při napětí do 600 V, má ochranu proti nadproudu a snížení napájecích napětí. Ochranný obvod obsahuje tranzistor s otevřeným polem pro indikaci poruchy (FAULT). Má také vestavěný zesilovač zátěžového proudu, který umožňuje generování řídicích a zpětnovazebních signálů. Ovladač generuje dobu zpoždění (tdt - mrtvý čas) mezi zapnutím horního a spodního bočního tranzistoru pro eliminaci průchozích proudů. Tato doba se pohybuje od 0,2 do 2 μs pro různé modifikace.
Pro správné použití tohoto mikroobvodu a vytvoření spolehlivých obvodů na jeho základě je třeba vzít v úvahu několik nuancí.
Charakteristickým rysem ovladačů IR213* je absence funkce omezení napětí hradla při zkratu. Z tohoto důvodu by časová konstanta řetězce R1C1, určená ke zpoždění aktivace ochrany, neměla překročit 1 μs. Projektant by si měl uvědomit, že můstek se vypne 1 μs po vzniku zkratu, v důsledku čehož může proud (zejména s odporovou zátěží) překročit vypočítaná hodnota. Chcete-li resetovat ochranu, musíte vypnout napájení ovladače nebo připojit napájení ke vstupům nižší úroveň blokovací napětí (vysoká úroveň). Poznamenáváme také, že mezi mikroobvody této řady je ovladač IR2137, který poskytuje ochranu saturačního napětí horních tranzistorů a generuje požadovanou dobu zpoždění pro činnost této ochrany. Taková ochrana je velmi důležitá pro budiče, které řídí třífázové můstkové obvody, protože když dojde k poruše na krytu, zkratový proud protéká přes měřicí odpor RSENSE. Tento mikroobvod poskytuje samostatné připojení hradlových odporů pro zapnutí, vypnutí a nouzové vypnutí, což umožňuje plně realizovat všechny dynamické vlastnosti izolované hradlové tranzistory.
Zapínací/vypínací proud pro IR213* je 200/420 mA (120/250 mA pro IR2136). To je třeba vzít v úvahu při výběru výkonových tranzistorů a hradlových odporů pro ně. Parametry pro tranzistor udávají velikost náboje hradla (obvykle v nK), který určuje dobu zapnutí/vypnutí tranzistoru při daném proudu. Doba trvání přechodných procesů spojených se spínáním musí být kratší než doba zpoždění tdt generovaná ovladačem. Použití vysoce výkonných tranzistorů může také vést k falešnému zapnutí-vypnutí a průchozímu proudu v důsledku Millerova jevu. Snížení odporu hradla nebo použití samostatných odporů hradla pro procesy zapínání a vypínání ne vždy vyřeší problém kvůli nedostatečnému vypínacímu proudu samotného ovladače. V tomto případě je nutné použít vyrovnávací zesilovače.
Výhodou čipů vyráběných International Rectifier je, že tato zařízení jsou schopna odolat vysokým rozdílům napětí mezi vstupní a výstupní částí. U měničů řady IR21** je toto napětí 500–600 V, což umožňuje ovládat tranzistory v polomůstkových a můstkových obvodech při napájení usměrněným průmyslovým napětím 220 V bez galvanického oddělení. Pro ovládání tranzistorů v obvodech určených pro napájení z usměrněného napětí 380 V vyrábí International Rectifier budiče řady IR22**. Tyto mikroobvody pracují s výstupním napětím až 1200 V. Všechny měniče International Rectifier vydrží indukované zvýšení napětí až do 50 V/ns. Tento parametr se nazývá dv/dt imunitní. Vykazuje vysokou odolnost vůči režimu latch-up, který je extrémně nebezpečný pro pulzní vysokonapěťové obvody.
Řidič s nízkým ramenem
Pro řízení nízkofrekvenčních tranzistorů jsou dobrou alternativou mikroobvody vyrobené společností Motorola. Blokové schéma jednoho z nich - MC33153 je na Obr. 8.
Rýže. 8. Blokové schéma MC33153
Funkce tohoto řidiče je možnost použití dvou způsobů ochrany (proudové a saturační napětí) a oddělení režimu přetížení a režimu zkratu. Je také možné napájet záporné řídicí napětí, což může být velmi užitečné pro řízení výkonových modulů velké hodnoty nabíjení závěrky. Vypnutí řídicího poklesu napětí - UVLO se provádí při 11 V.
Výstup 1 ( Current Sense Input) je určen pro připojení proudového měřicího odporu. V mikroobvodu je tento pin vstupem dvou komparátorů - s provozním napětím 65 a 130 mV. Řidič tedy analyzuje stavy přetížení a zkratu. Když dojde k přetížení, spustí se první komparátor ( Nadproudový komparátor) a vypne signál ovládání brány. Ochrana se resetuje, když je aplikován blokovací signál (vysoká úroveň, protože vstup je invertovaný). V tomto případě je na výstupu signál poruchy ( Chybový výstup) se nedoručuje. Pokud proud překročí stanovenou hodnotu dvakrát, je to považováno za zkrat. V tomto případě je druhý komparátor převrácen ( Zkratový komparátor) a na řídicím výstupu se objeví signál vysoké úrovně. Na základě tohoto signálu musí regulátor, který řídí činnost obvodu, vypnout celý obvod. Doba restartu by měla být určena, jak je uvedeno výše, tepelnou časovou konstantou výkonových tranzistorů.
Výstup 8 ( Desaturační vstup) je navržen tak, aby implementoval ochranu proti saturačnímu napětí. Odezvové napětí na tomto vstupu je 6,5 V. Stejný vstup je určen pro připojení kondenzátoru Cblank, který tvoří dobu zpoždění odezvy ochrany. Toto zpoždění je nutné, protože po přivedení hradlového napětí na hradlo si tranzistor po určitou dobu udržuje vysoké napětí, zatímco se boxerova dioda zotavuje.
Rýže. 9. Ochrana saturačního napětí
Rýže. 10. Proudová ochrana
Ovladač s galvanickým oddělením
Galvanické oddělení je někdy nutné v obvodech, kde je napájen výkonný výkonový stupeň síťové napětí a řídicí signály jsou generovány ovladačem připojeným přes sběrnice k různým periferním zařízením. Izolace napájecích a řídicích obvodů v takových případech snižuje hlučnost při spínání a umožňuje ochranu nízkonapěťových obvodů v extrémních případech.
Rýže. 11. Blokové schéma HCPL316
Podle našeho názoru jeden z nejzajímavějších mikroobvodů pro této aplikace je HCPL316 vyráběný společností Hewlett-Packard. Jeho struktura je znázorněna na Obr. 11 a schéma zapojení je na Obr. 12.
Rýže. 12. Schéma zapojení HCPL316
Řídicí signál a signál poruchy jsou opticky odděleny. Izolační napětí je až 1500 V. Budič poskytuje ochranu pouze pro saturační napětí (pin 14 - DESAT). Zajímavá vlastnost je přítomnost přímého a inverzního vstupu, což zjednodušuje komunikaci s různé typy ovladače. Stejně jako v případě MC33153 může mikroobvod produkovat bipolární výstupní signál a špičkový výstupní proud může dosáhnout 3 A. Díky tomu je driver schopen řídit IGBT tranzistory s kolektorovým proudem až 150 A, což je jeho velkou výhodou oproti podobným zařízením.
Pomocné obvody
V vysokonapěťové ovladače Díky nízké spotřebě lze koncové stupně z International Rectifier napájet pomocí tzv. „bootstrap“ kondenzátorů malých hodnot. Pokud to není možné, je nutné použít „plovoucí“ napájecí zdroje. Nejlevnějším způsobem využití takových zdrojů jsou vícevinuté transformátory s usměrňovačem a stabilizátorem na každém vinutí. Přirozeně, pokud chcete mít bipolární výstupní signál, pak každý takový zdroj musí být bipolární. Elegantnějším řešením je však použití izolovaných DC-DC měničů, jako je řada DCP01* od Burr-Brown. Tyto mikroobvody jsou navrženy pro výkon do 1W a mohou generovat bipolární výstupní signál z unipolárního vstupního signálu. Izolační napětí je do 1 kV. Izolace se provádí pomocí transformátorové bariéry na frekvenci 800 kHz. Při použití více čipů mohou být frekvenčně synchronizovány.
U výkonových pohonů je často nutné mít signál úměrný výstupnímu proudu pro generování zpětné vazby. Tento problém lze vyřešit různými způsoby: použití proudových transformátorů, bočníků a diferenciálních zesilovačů atd. Všechny tyto metody mají své nevýhody. Pro co nejúspěšnější řešení problému generování proudového signálu a jeho propojení s regulátorem vyvinul International Rectifier mikroobvody - proudové senzory IR2171 a IR2172, ve kterých je proudový signál převeden na PWM signál. Schéma zapojení pro IR2171 je na Obr. 13. Mikroobvod odolává poklesu napětí až 600 V a je napájen „bootstrap“ kapacitou. Nosná frekvence PWM je 35 kHz pro IR2171 a 40 kHz pro IR2172. Rozsah vstupního napětí ±300 mV. Výstupní napětí je odstraněn z otevřeného kolektoru, což usnadňuje připojení optické izolace.
Je stěží možné popsat všechny mikroobvody, které se v současnosti ve světě vyrábějí pro použití v pohonech. I poskytnuté informace by však měly vývojáři pomoci orientovat se v oceánu moderny elementová základna. Hlavní závěr ze všeho, co bylo řečeno, je následující: nepokoušejte se vyrobit něco pomocí diskrétních prvků, dokud si nebudete jisti, že nikdo nevyrábí integrovaný obvod, který řeší váš problém.
Literatura
- Použijte Gate Charge k návrhu obvodu Gate Drive pro výkonové MOSFETy a IGBT. AN-944.
- Aplikační charakterizace IGBT. INT990.
- Charakteristika IGBT. AN-983.
- Ochrana proti zkratu. AN-984.
- HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
- Technické údaje Motorola MC33153.
- Technické údaje Hewlett Packard HCPL316.
- Burr Brown DCP011515 Technické údaje.
- Ivanov V.V., Kolpakov A. Aplikace IGBT. Elektronické součástky, 1996, č. 1.
Ovladač je výkonový zesilovač a je určen k přímému ovládání vypínače (někdy kláves) převodníku. Musí výkonově i napěťově zesílit řídicí signál a případně zajistit jeho potenciální posun.
Výstupní uzel budiče, který ovládá izolované hradlo (tranzistory MOSFET, IGBT), musí splňovat následující požadavky:
MOS tranzistory a IGBT jsou napěťově řízená zařízení, ale ke zvýšení vstupního napětí na optimální úroveň(12-15 V) je nutné zajistit odpovídající náboj v obvodu hradla.
Pro omezení rychlosti nárůstu proudu a snížení dynamického šumu je nutné použít sériové odpory v obvodu hradla.
Budiče pro řízení složitých převodních obvodů obsahují velké množství prvků, proto se vyrábějí ve formě integrovaných obvodů. Tyto mikroobvody obsahují kromě výkonových zesilovačů také obvody pro převod úrovně, pomocnou logiku, zpožďovací obvody pro vytvoření „mrtvého“ času, ale i řadu ochran např. proti nadproudu a zkratu, podpětí a řadu dalších . Mnoho společností vyrábí širokou funkční řadu: ovladače spodního spínacího můstku, horní budiče můstkových obvodů, horní a spodní budiče spínačů s nezávislým ovládáním každého z nich, poloviční můstky, které mají často pouze jeden řídicí vstup a lze je použít pro symetrické kontrolní zákon, ovladače pro ovládání všech tranzistorů v můstkovém obvodu.
Typický obvod pro připojení budiče horní a dolní klávesy od International Rectifier IR2110 s principem bootstrap napájení je znázorněn na obr. 3.1,a. Obě tlačítka se ovládají nezávisle. Rozdíl mezi tímto ovladačem a ostatními je v tom, že IR2110 má další obvod pro konverzi úrovně v dolním i horním kanálu, který vám umožňuje oddělit napájení logiky mikroobvodu od napájecího napětí ovladače podle úrovně. Obsahuje také ochranu proti nízkonapěťovému napájení driveru a vysokonapěťovému „plovoucímu“ zdroji.
Kondenzátory C D, C C jsou určeny k potlačení vysokofrekvenčního rušení v logickém a napájecím obvodu budiče. Vysokonapěťový plovoucí zdroj je tvořen kondenzátorem C1 a diodou VD1 (bootstrap napájení).
Výstupy budiče jsou připojeny k výkonovým tranzistorům pomocí hradlových odporů R G1 a RG2.
Protože budič je postaven na polních prvcích a celkový výkon vynaložený na řízení je zanedbatelný, lze kondenzátor C1 použít jako zdroj energie pro koncový stupeň, dobíjený z napájecího zdroje U PIT přes vysokofrekvenční diodu VD1. Kondenzátor C1 a dioda VD1 společně tvoří vysokonapěťový „plovoucí“ napájecí zdroj určený k ovládání horního tranzistoru VT1 můstkového stojanu. Když spodní tranzistor VT2 vede proud, připojí se zdroj horního tranzistoru VT1 na společný silový vodič, otevře se dioda VD1 a kondenzátor C1 se nabije na napětí U C1 = U PIT - U VD1. Naopak, když spodní tranzistor přejde do zavřeného stavu a horní tranzistor VT2 se začne otevírat, je dioda VD1 podporována zpětným napětím napájecího zdroje. Výsledkem je, že koncový stupeň budiče začíná být napájen výhradně vybíjecím proudem kondenzátoru C1. Kondenzátor C1 tedy neustále „prochází“ mezi společným vodičem obvodu a vodičem napájecího zdroje (bod 1).
Při použití ovladače IR2110 s bootstrap napájením je třeba věnovat zvláštní pozornost výběru prvků vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje. Dioda VD1 musí odolat vysokému zpětnému napětí (v závislosti na napájení obvodu), přípustnému propustnému proudu cca 1 A, době zotavení t rr = 10-100 ns, tedy být rychlá. Literatura doporučuje diodu SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), dále diody UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 a další „ultrarychlé“ třídy .
Obvod budiče je navržen tak, aby vysoká úroveň logického signálu na libovolném vstupu HIN a LIN odpovídala stejné úrovni na jeho výstupu HO a LO (viz obr. 3.1 b, budič společného režimu). Vzhled logického signálu vysoké úrovně na vstupu SD vede k zablokování tranzistorů stojanu můstku.
Tento mikroobvod je vhodné použít pro ovládání invertorových spínačů s PWM regulací výstupního napětí. Je třeba pamatovat na to, že v řídicím systému je nutné zajistit časové prodlevy („mrtvý“ čas), aby se zabránilo průchozím proudům při spínání můstkových rackových tranzistorů (VT1, VT2 a VT3,VT4, obr. 1.1).
Kapacita C1 je bootstrap kapacita, jejíž minimální hodnotu lze vypočítat pomocí vzorce:
Kde Q 3 – hodnota nabití brány výkonného spínače (referenční hodnota);
já Pete– spotřeba proudu řidiče ve statickém režimu (referenční hodnota, obvykle já Pete ≈ já G C T mocný klíč);
Q 1 – cyklická změna nabití měniče (u měničů 500-600 V 5 nK);
PROTI n– napájecí napětí obvodu budiče;
– pokles napětí na bootstrap diodě VD1;
T– perioda přepínání výkonných kláves.
Obr.3.1. Typické schéma zapojení pro zapínání budiče IR2110 (a) a časová schémata jeho signálů na vstupech a výstupech (b)
V DD – napájení mikroobvodové logiky;
V SS – společný bod logické části řidiče;
HIN, LIN – logické vstupní signály, které řídí horní a dolní tranzistor;
SD – logický vstup pro deaktivaci ovladače;
V CC – napájecí napětí budiče;
COM – záporný pól zdroje V CC;
HO, LO – výstupní signály budiče, které řídí horní a dolní tranzistor;
V B – napájecí napětí vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje;
V S je společný bod záporného pólu vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje.
Výsledná hodnota kapacity bootstrapu se musí zvýšit 10-15krát (obvykle C v rozmezí 0,1-1 µF). Mělo by se jednat o vysokofrekvenční kapacitu s nízkým svodovým proudem (ideálně tantal).
Rezistory RG 1, RG 2 určují dobu zapnutí výkonných tranzistorů a diody VD G 1 a VD G 2, které tyto odpory obcházejí, zkracují dobu vypnutí na minimální hodnoty. Rezistory R1, R2 mají malou hodnotu (do 0,5 Ohm) a vyrovnávají šíření ohmického odporu po společné řídicí sběrnici (nutné, pokud je výkonný spínač paralelní zapojení méně výkonných tranzistorů).
Při výběru ovladače pro vysoce výkonné tranzistory musíte zvážit:
Zákon řízení výkonných tranzistorů:
Pro symetrické právo jsou vhodné vysoké a nízké přepínače a polomůstkové ovladače;
Jednostranné právo vyžaduje ovladače horní a dolní klávesy s nezávislým ovládáním každé výkonné klávesy. Budiče s galvanickým oddělením transformátoru nejsou vhodné pro asymetrický zákon.
Parametry výkonného klíče (I to nebo I drain).
Obvykle se používá přibližný přístup:
I out dr max =2 A může ovládat výkonné VT s proudem až 50 A;
I out dr max =3 A – ovládání výkonného VT s proudem až 150 A (jinak se výrazně prodlouží doba zapnutí a vypnutí a zvýší se výkonové ztráty pro spínání), tzn. Pokud je kvalitní tranzistor zvolen nesprávně, ztrácí své hlavní výhody.
Účtování doplňkových funkcí.
Společnosti vyrábějí ovladače s mnoha servisními funkcemi:
Různá výkonná ochrana klíčů;
Podpěťová ochrana řidiče;
S vestavěnými bootstrap diodami;
S nastavitelnou a nenastavitelnou dobou zpoždění pro zapnutí výkonného VT ve vztahu k okamžiku vypnutí druhého (boj přes proudy v polomůstku);
S nebo bez zabudovaného galvanického oddělení. V druhém případě je třeba na vstup budiče připojit galvanicky oddělující mikroobvod (nejčastěji vysokofrekvenční diodový optočlen);
In-phase nebo anti-phase;
Napájení ovladače (je vyžadováno napájení bootstrap nebo tři galvanicky oddělené napájecí zdroje).
Pokud je několik typů ovladačů ekvivalentních, měly by být dány přednost těm, které spínají hradlový proud výkonných tranzistorů pomocí bipolárních VT. Pokud je tato funkce prováděna tranzistory s efektem pole, může za určitých okolností dojít k poruchám v činnosti budiče (přetížení) v důsledku „záchytného“ spouštěcího efektu.
Po výběru typu driveru (a jeho dat) jsou nutná opatření pro boj s průchozími proudy v polomůstku. Standardní metodou je okamžité vypnutí výkonného klíče a zapnutí uzamčeného se zpožděním. K tomuto účelu slouží diody VD G 1 a VD G 2, které při sepnutí VT obcházejí hradlové odpory a proces vypnutí bude rychlejší než odblokování.
Kromě posunování hradlových rezistorů RG 1 a RG 2 pomocí diod (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) pro boj s průchozími proudy v P-obvodu výkonné kaskády vyrábějí společnosti integrované budiče, které jsou asymetrické v výstupní spínací proud VT já jiný východ m ah na zapnutí a vypnutí já jiný východ m ach pryč(Například já jiný východ m ah na= 2A, já jiný východ m ach pryč= 3A).
,
.
Tím se nastaví asymetrické výstupní odpory mikroobvodu, které jsou zapojeny do série s hradlovými odpory RG 1 a RG 2.
kde všechny hodnoty ve vzorcích jsou referenčními údaji pro konkrétního řidiče.
.
Aby se zabránilo vzniku průchozích proudů, je nutné zvolit celkovou hodnotu odporu v obvodu hradla (kvůli 
,
a podle toho nastavení nabíjecího proudu kapacity hradla VT), zpoždění zapnutí 
tranzistor větší nebo rovný době potřebné k uzavření VT
Kde 
– doba doznívání odebíracího proudu (referenční hodnota);
– doba zpoždění začátku vypínání VT vzhledem k okamžiku přivedení blokovacího napětí na hradlo v závislosti na hodnotě vybíjecího proudu hradla (podle toho závisí na celkovém odporu v obvodu hradla). U bočníkových diod (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) je vybíjecí proud jednoznačně určen odporem 
. Proto určit 
vyřešit následující poměr
(odpovídá) – 
(odpovídá) – 
Pokud je upravená hodnota 
bude jich řádově více 
, pak to ukazuje na nesprávnou volbu typu ovladače z hlediska výkonu (vel 
) a tím se výkon výkonných kláves napraví k horšímu. Pro konečné stanovení hodnoty 
můžete použít technická referenční data výkonného VT. Za tímto účelem se stanoví poměrná část
(odpovídá) – 
(odpovídá) – 
(Pokud řešení dává hodnotu RG 1 se záporným znaménkem, pak bude zpoždění zapnutí opatřeno rezervou výstupní impedancí budiče).
Aby se usnadnil boj proti průchozím proudům, někteří výrobci již ve fázi výroby zajišťují, že t je vypnuté< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).
Diody VD G 1 a VD G 2 musí být vysokofrekvenční a s rezervou odolávat napájecímu napětí budiče.
Pro boj s průchozími proudy (pro symetrický zákon řízení) můžete zvolit požadovaný ovladač polovičního můstku (pokud je vhodný pro jiné parametry), jehož doba zpoždění je nastavitelná v rozsahu 0,4...5 μs (např. IR ovladače jako IR2184 nebo IR21844), pokud je jejich zpoždění větší nebo rovno t off.
Na závěr stojí za zmínku, že místo starých úprav ovladačů vyrábějí společnosti nové typy, které jsou kompatibilní se starými, ale mohou mít další servisní funkce (obvykle vestavěné bootstrap diody, nebo spíše bootstrap tranzistory, které plní funkci diod, které dříve chyběly). Například ovladač IR2011 byl ukončen a byl nahrazen novým IRS2011 nebo IR2011S (v různých příručkách je tato položka nejednoznačná).
