Bipolární tranzistorový ovladač pro operátora v terénu. Moderní vysokonapěťové budiče tranzistorů MOSFET a IGBT
Ovladač je výkonový zesilovač a je určen k přímému ovládání vypínače (někdy kláves) převodníku. Musí výkonově i napěťově zesílit řídicí signál a případně zajistit jeho potenciální posun.
Výstupní uzel budiče, který ovládá izolované hradlo (tranzistory MOSFET, IGBT), musí splňovat následující požadavky:
MOS tranzistory a IGBT jsou napěťově řízená zařízení, ale pro zvýšení vstupního napětí na optimální úroveň (12-15 V) je nutné zajistit odpovídající náboj v obvodu hradla.
Pro omezení rychlosti nárůstu proudu a snížení dynamického šumu je nutné použít sériové odpory v obvodu hradla.
Budiče pro řízení složitých převodních obvodů obsahují velké množství prvků, proto se vyrábějí ve formě integrovaných obvodů. Tyto mikroobvody obsahují kromě výkonových zesilovačů také obvody pro převod úrovně, pomocnou logiku, zpožďovací obvody pro vytvoření „mrtvého“ času, ale i řadu ochran např. proti nadproudu a zkratu, podpětí a řadu dalších . Mnoho společností vyrábí širokou funkční řadu: ovladače spodního spínacího můstku, horní budiče můstkových obvodů, horní a spodní budiče spínačů s nezávislým ovládáním každého z nich, poloviční můstky, které mají často pouze jeden řídicí vstup a lze je použít pro symetrické kontrolní zákon, ovladače pro ovládání všech tranzistorů v můstkovém obvodu.
Typický obvod pro připojení budiče horní a dolní klávesy od International Rectifier IR2110 s principem bootstrap napájení je znázorněn na obr. 3.1,a. Obě tlačítka se ovládají nezávisle. Rozdíl mezi tímto ovladačem a ostatními je v tom, že IR2110 má další obvod pro konverzi úrovně v dolním i horním kanálu, který vám umožňuje oddělit napájení logiky mikroobvodu od napájecího napětí ovladače podle úrovně. Obsahuje také ochranu proti nízkonapěťovému napájení driveru a vysokonapěťovému „plovoucímu“ zdroji.
Kondenzátory C D, C C jsou určeny k potlačení vysokofrekvenčního rušení v logickém a napájecím obvodu budiče. Vysokonapěťový plovoucí zdroj je tvořen kondenzátorem C1 a diodou VD1 (bootstrap napájení).
Výstupy budiče jsou připojeny k výkonovým tranzistorům pomocí hradlových odporů R G1 a RG2.
Protože budič je postaven na polních prvcích a celkový výkon vynaložený na řízení je zanedbatelný, lze kondenzátor C1 použít jako zdroj energie pro koncový stupeň, dobíjený z napájecího zdroje U PIT přes vysokofrekvenční diodu VD1. Kondenzátor C1 a dioda VD1 společně tvoří vysokonapěťový „plovoucí“ napájecí zdroj určený k ovládání horního tranzistoru VT1 můstkového stojanu. Když spodní tranzistor VT2 vede proud, připojí se zdroj horního tranzistoru VT1 na společný silový vodič, otevře se dioda VD1 a kondenzátor C1 se nabije na napětí U C1 = U PIT - U VD1. Naopak, když spodní tranzistor přejde do zavřeného stavu a horní tranzistor VT2 se začne otevírat, je dioda VD1 podporována zpětným napětím napájecího zdroje. Výsledkem je, že koncový stupeň budiče začíná být napájen výhradně vybíjecím proudem kondenzátoru C1. Kondenzátor C1 tedy neustále „chodí“ mezi společným vodičem obvodu a vodičem napájecího zdroje (bod 1).
Při použití ovladače IR2110 s bootstrap napájením je třeba věnovat zvláštní pozornost výběru prvků vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje. Dioda VD1 musí odolat vysokému zpětnému napětí (v závislosti na napájení obvodu), přípustnému propustnému proudu cca 1 A, době zotavení t rr = 10-100 ns, tedy být rychlá. Literatura doporučuje diodu SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), dále diody UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 a další „ultrarychlé“ třídy .
Obvod budiče je navržen tak, aby vysoká úroveň logického signálu na libovolném vstupu HIN a LIN odpovídala stejné úrovni na jeho výstupu HO a LO (viz obr. 3.1 b, budič společného režimu). Vzhled logického signálu vysoké úrovně na vstupu SD vede k zablokování tranzistorů stojanu můstku.
Tento mikroobvod je vhodné použít pro ovládání invertorových spínačů s PWM regulací výstupního napětí. Je třeba pamatovat na to, že v řídicím systému je nutné zajistit časové prodlevy („mrtvý“ čas), aby se zabránilo průchozím proudům při spínání můstkových rackových tranzistorů (VT1, VT2 a VT3,VT4, obr. 1.1).
Kapacita C1 je bootstrap kapacita, jejíž minimální hodnotu lze vypočítat pomocí vzorce:
Kde Q 3 – hodnota nabití brány výkonného spínače (referenční hodnota);
já Pete– spotřeba proudu řidiče ve statickém režimu (referenční hodnota, obvykle já Pete ≈ já G C T mocný klíč);
Q 1 – cyklická změna nabití měniče (u měničů 500-600 V 5 nK);
PROTI n– napájecí napětí obvodu budiče;
– pokles napětí na bootstrap diodě VD1;
T– perioda přepínání výkonných kláves.
Obr.3.1. Typické schéma zapojení pro zapínání budiče IR2110 (a) a časová schémata jeho signálů na vstupech a výstupech (b)
V DD – napájení mikroobvodové logiky;
V SS – společný bod logické části řidiče;
HIN, LIN – logické vstupní signály, které řídí horní a dolní tranzistor;
SD – logický vstup pro deaktivaci ovladače;
V CC – napájecí napětí budiče;
COM – záporný pól zdroje V CC;
HO, LO – výstupní signály budiče, které řídí horní a dolní tranzistor;
V B – napájecí napětí vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje;
V S je společný bod záporného pólu vysokonapěťového „plovoucího“ zdroje.
Výsledná hodnota kapacity bootstrapu se musí zvýšit 10-15krát (obvykle C v rozmezí 0,1-1 µF). Mělo by se jednat o vysokofrekvenční kapacitu s nízkým svodovým proudem (ideálně tantal).
Rezistory RG 1, RG 2 určují dobu zapnutí výkonných tranzistorů a diody VD G 1 a VD G 2, které tyto odpory obcházejí, zkracují dobu vypnutí na minimální hodnoty. Rezistory R1, R2 mají malou hodnotu (do 0,5 Ohm) a vyrovnávají šíření ohmického odporu po společné řídicí sběrnici (nutné, pokud je výkonný spínač paralelní zapojení méně výkonných tranzistorů).
Při výběru ovladače pro vysoce výkonné tranzistory musíte zvážit:
Zákon řízení výkonných tranzistorů:
Pro symetrické právo jsou vhodné vysoké a nízké přepínače a polomůstkové ovladače;
Jednostranné právo vyžaduje ovladače horní a dolní klávesy s nezávislým ovládáním každé výkonné klávesy. Budiče s galvanickým oddělením transformátoru nejsou vhodné pro asymetrický zákon.
Parametry výkonného klíče (I to nebo I drain).
Obvykle se používá přibližný přístup:
I out dr max =2 A může ovládat výkonné VT s proudem až 50 A;
I out dr max =3 A – ovládání výkonného VT s proudem až 150 A (jinak se výrazně prodlouží doba zapnutí a vypnutí a zvýší se výkonové ztráty pro spínání), tzn. Pokud je kvalitní tranzistor zvolen nesprávně, ztrácí své hlavní výhody.
Účtování doplňkových funkcí.
Společnosti vyrábějí ovladače s mnoha servisními funkcemi:
Různá výkonná ochrana klíčů;
Podpěťová ochrana řidiče;
S vestavěnými bootstrap diodami;
S nastavitelnou a nenastavitelnou dobou zpoždění pro zapnutí výkonného VT ve vztahu k okamžiku vypnutí druhého (boj přes proudy v polomůstku);
S nebo bez zabudovaného galvanického oddělení. V druhém případě je třeba na vstup budiče připojit galvanicky oddělující mikroobvod (nejčastěji vysokofrekvenční diodový optočlen);
In-phase nebo anti-phase;
Napájení ovladače (vyžaduje se napájecí zdroj typu bootstrap nebo tři galvanicky oddělené napájecí zdroje).
Pokud je několik typů ovladačů ekvivalentních, měly by být dány přednost těm, které spínají hradlový proud výkonných tranzistorů pomocí bipolárních VT. Pokud je tato funkce prováděna tranzistory s efektem pole, může za určitých okolností dojít k poruchám v činnosti budiče (přetížení) v důsledku „záchytného“ spouštěcího efektu.
Po výběru typu driveru (a jeho dat) jsou nutná opatření pro boj s průchozími proudy v polomůstku. Standardní metodou je okamžité vypnutí výkonného klíče a zapnutí uzamčeného se zpožděním. K tomuto účelu slouží diody VD G 1 a VD G 2, které při sepnutí VT obcházejí hradlové odpory a proces vypnutí bude rychlejší než odblokování.
Kromě posunování hradlových rezistorů RG 1 a RG 2 pomocí diod (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) pro boj s průchozími proudy v P-obvodu výkonné kaskády, společnosti vyrábějí integrované budiče, které jsou asymetrické v výstupní spínací proud VT já jiný východ m ah na zapnutí a vypnutí já jiný východ m aha pryč(Například já jiný východ m ah na= 2A, já jiný východ m aha pryč= 3A).
,
.
Tím se nastaví asymetrické výstupní odpory mikroobvodu, které jsou zapojeny do série s hradlovými odpory RG 1 a RG 2.
kde všechny hodnoty ve vzorcích jsou referenčními údaji pro konkrétního řidiče.
.
Aby se zabránilo vzniku průchozích proudů, je nutné zvolit celkovou hodnotu odporu v obvodu hradla (kvůli 
,
a podle toho nastavení nabíjecího proudu kapacity hradla VT), zpoždění zapnutí 
tranzistor větší nebo rovný době potřebné k uzavření VT
Kde 
– doba doznívání odebíracího proudu (referenční hodnota);
– doba zpoždění začátku vypínání VT vzhledem k okamžiku přivedení blokovacího napětí na hradlo v závislosti na hodnotě vybíjecího proudu hradla (podle toho závisí na celkovém odporu v obvodu hradla). U bočníkových diod (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) je vybíjecí proud jednoznačně určen odporem 
. Proto určit 
vyřešit následující poměr
(odpovídá) – 
(odpovídá) – 
Pokud je upravená hodnota 
bude jich řádově více 
, pak to ukazuje na nesprávnou volbu typu ovladače z hlediska výkonu (vel 
) a tím se výkon výkonných kláves napraví k horšímu. Pro konečné stanovení hodnoty 
můžete použít technická referenční data výkonného VT. Za tímto účelem je sestaven poměr
(odpovídá) – 
(odpovídá) – 
(Pokud řešení dává hodnotu RG 1 se záporným znaménkem, pak bude zpoždění zapnutí opatřeno rezervou výstupní impedancí budiče).
Aby se usnadnil boj proti průchozím proudům, někteří výrobci již ve fázi výroby zajišťují, že t je vypnuté< t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).
Diody VD G 1 a VD G 2 musí být vysokofrekvenční a s rezervou odolávat napájecímu napětí budiče.
Pro boj s průchozími proudy (pro symetrický zákon řízení) můžete zvolit požadovaný ovladač polovičního můstku (pokud je vhodný pro jiné parametry), jehož doba zpoždění je nastavitelná v rozsahu 0,4...5 μs (např. IR ovladače jako IR2184 nebo IR21844), pokud je jejich zpoždění větší nebo rovno t off.
Na závěr stojí za zmínku, že místo starých úprav ovladačů vyrábějí společnosti nové typy, které jsou kompatibilní se starými, ale mohou mít další servisní funkce (obvykle vestavěné bootstrap diody, nebo spíše bootstrap tranzistory, které plní funkci diod, které dříve chyběly). Například ovladač IR2011 byl ukončen a byl nahrazen novým IRS2011 nebo IR2011S (v různých příručkách je tato položka nejednoznačná).
V současné době se tranzistory MOSFET a IGBT používají hlavně jako spínače vysokého a středního výkonu. Pokud tyto tranzistory považujeme za zátěž pro jejich řídicí obvod, pak se jedná o kondenzátory s kapacitou tisíců pikofaradů. Pro otevření tranzistoru je třeba tuto kapacitu nabít a při zavírání vybít, a to co nejrychleji. To je třeba udělat nejen proto, aby měl váš tranzistor čas pracovat na vysokých frekvencích. Čím vyšší je hradlové napětí tranzistoru, tím nižší je odpor kanálu pro MOSFET nebo nižší saturační napětí kolektor-emitor pro IGBT tranzistory. Prahová hodnota otevíracího napětí tranzistorů je obvykle 2–4 volty a maximum, při kterém je tranzistor plně otevřen, je 10–15 voltů. Proto by mělo být použito napětí 10-15 voltů. Ale ani v tomto případě není kapacita hradla nabita okamžitě a tranzistor nějakou dobu pracuje v nelineární části své charakteristiky s vysokým odporem kanálu, což vede k velkému úbytku napětí na tranzistoru a jeho nadměrnému zahřívání. Jedná se o tzv. projev Millerova efektu.
Aby se kapacita hradla rychle nabila a tranzistor se otevřel, je nutné, aby váš řídicí obvod mohl poskytnout tranzistoru co největší nabíjecí proud. Kapacita hradla tranzistoru lze zjistit z pasových údajů pro produkt a při výpočtu byste měli vzít Cv = Ciss.
Vezměme si například MOSFET tranzistor IRF740. Má následující vlastnosti, které nás zajímají:
Doba otevření (doba náběhu - Tr) = 27 (ns)
Doba zavírání (doba pádu - Tf) = 24 (ns)
Vstupní kapacita - Ciss = 1400 (pF)
Maximální otevírací proud tranzistoru vypočítáme jako:
Na stejném principu určíme maximální uzavírací proud tranzistoru:
Protože k napájení řídicího obvodu obvykle používáme 12 voltů, určíme odpor omezující proud pomocí Ohmova zákona.
Tedy rezistor Rg=20 Ohm, podle standardní řady E24.
Vezměte prosím na vědomí, že takový tranzistor není možné ovládat přímo z regulátoru Uvedu, že maximální napětí, které může regulátor poskytnout, bude do 5 voltů a maximální proud do 50 mA. Výstup regulátoru bude přetížen a tranzistor bude vykazovat Millerův efekt a váš obvod velmi rychle selže, protože někdo, buď regulátor nebo tranzistor, se nejprve přehřeje.
Proto je nutné zvolit správný ovladač.
Ovladač je pulzní výkonový zesilovač a je určen k ovládání výkonových spínačů. Ovladače mohou být horní a dolní klávesy samostatně nebo mohou být kombinovány do jednoho pouzdra do horního a dolního ovladače kláves, například IR2110 nebo IR2113.
Na základě výše uvedených informací musíme vybrat budič schopný udržet proud hradla tranzistoru Ig = 622 mA.
Použijeme tedy ovladač IR2011 schopný podporovat hradlový proud Ig = 1000 mA.
Je také nutné počítat s maximálním zátěžovým napětím, které budou spínače spínat. V tomto případě se rovná 200 voltům.
Dalším velmi důležitým parametrem je rychlost zamykání. Tím se eliminuje tok průchozích proudů v obvodech push-pull znázorněných na obrázku níže, což způsobuje ztráty a přehřívání.
Pokud si pozorně přečtete začátek článku, pak z pasových údajů tranzistoru můžete vidět, že doba zavírání by měla být kratší než otevírací doba, a proto by měl být vypínací proud vyšší než otevírací proud If> Ir. Snížením odporu Rg je možné zajistit větší závěrný proud, ale pak se zvýší i vypínací proud, to ovlivní velikost rázu spínacího napětí při vypínání v závislosti na rychlosti poklesu proudu di/dt. Z tohoto pohledu je zvýšení rychlosti spínání do značné míry negativním faktorem, který snižuje spolehlivost zařízení.
V tomto případě využijeme pozoruhodné vlastnosti polovodičů propouštět proud v jednom směru a do obvodu hradla nainstalujeme diodu, která bude propouštět vypínací proud tranzistoru If.
Hradlový proud Ir tedy poteče rezistorem R1 a hradlový proud If poteče diodou VD1, a protože odpor p–n přechodu diody je mnohem menší než odpor rezistoru R1, pak If>Ir . Aby vypínací proud nepřekročil svou hodnotu, zapojíme do série s diodou rezistor, jehož odpor určíme zanedbáním odporu diody v otevřeném stavu.
Vezměme si nejbližší menší ze standardní řady E24 R2=16 Ohm.
Nyní se podívejme, co znamená název ovladače horní klávesy a ovladače dolní klávesy.
Je známo, že tranzistory MOSFET a IGBT jsou řízeny napětím, a to napětím hradlového zdroje (Gate-Source) Ugs.
Jaké jsou horní a dolní klávesy? Níže uvedený obrázek ukazuje schéma polovičního můstku. Tento obvod obsahuje horní a dolní klávesy, VT1 a VT2. Horní spínač VT1 je připojen ke kladnému napájení Vcc a zdrojem k zátěži a musí být rozpojen napětím přivedeným vzhledem ke zdroji. Spodní klíč, odtok je připojen k zátěži a zdroj je připojen k zápornému pólu napájecího zdroje (uzemnění) a musí být otevřen napětím aplikovaným vzhledem k zemi.
A pokud je u spodního tlačítka vše velmi jasné, přiveďte na něj 12 voltů - otevře se, přiveďte na něj 0 voltů - zavře se, pak pro horní klíč potřebujete speciální obvod, který jej otevře vzhledem k napětí na zdroji tranzistoru. Toto schéma je již implementováno uvnitř ovladače. Vše, co potřebujeme, je přidat boostovací kapacitu C2 k ovladači, který bude nabíjen napájecím napětím ovladače, ale vzhledem ke zdroji tranzistoru, jak je znázorněno na obrázku níže. S tímto napětím se horní klíč odemkne.
Tento obvod je docela funkční, ale použití zesilovací kapacity mu umožňuje pracovat v úzkých rozsazích. Tato kapacita se nabíjí, když je spodní tranzistor zapnutý a nemůže být příliš velká, pokud obvod musí pracovat na vysokých frekvencích, a také nemůže být příliš malá, když pracuje na nízkých frekvencích. To znamená, že u této konstrukce nemůžeme nechat horní spínač otevřený donekonečna, po vybití kondenzátoru C2 se okamžitě sepne, ale pokud použijeme větší kapacitu, nemusí se do další doby provozu tranzistoru stihnout dobít; .
S tímto problémem jsme se setkali více než jednou a velmi často jsme museli experimentovat s výběrem kapacity zesilovače při změně spínací frekvence nebo provozního algoritmu obvodu. Problém byl vyřešen postupem času a velmi jednoduše, tím nejspolehlivějším a „téměř“ levným způsobem. Při studiu Technické reference pro DMC1500 nás začal zajímat účel konektoru P8.
Po pečlivém přečtení návodu a důkladném pochopení obvodu celého pohonu se ukázalo, že se jedná o konektor pro připojení samostatného, galvanicky odděleného zdroje. Mínus zdroje připojíme na zdroj horního spínače a plus na vstup budiče Vb a kladnou větev kapacity zesilovače. Kondenzátor se tedy neustále nabíjí, což umožňuje ponechat horní klíč otevřený tak dlouho, jak je to nutné, bez ohledu na stav spodního klíče. Tento doplněk ke schématu umožňuje implementovat jakýkoli algoritmus přepínání klíčů.
Jako zdroj energie pro nabíjení boostovací kapacity můžete použít buď klasický transformátor s usměrňovačem a filtrem, nebo DC-DC měnič.
Výkonové tranzistory IGBT a MOSFET se staly hlavními prvky používanými ve vysokovýkonových spínacích měničích. Jejich jedinečné statické a dynamické vlastnosti umožňují vytvářet zařízení schopná dodat do zátěže desítky i stovky kilowattů s minimálními rozměry a účinností přesahující 95 %.
IGBT a MOSFET mají společné izolované brány, což má za následek podobné vlastnosti pohonu. Díky zápornému teplotnímu koeficientu zkratového proudu bylo možné vytvořit tranzistory odolné proti zkratu. Tranzistory se standardizovaným časem nadproudu dnes vyrábí téměř všechny přední firmy.
Absence řídicího proudu ve statických režimech umožňuje opustit řídicí obvody založené na diskrétních prvcích a vytvořit integrované řídicí obvody - budiče. V současné době řada společností, jako International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, vyrábí širokou škálu zařízení, která řídí jednotlivé tranzistory, poloviční můstky a můstky - dvou a třífázové. Kromě toho, že poskytují hradlový proud, jsou také schopny vykonávat řadu pomocných funkcí, jako je ochrana proti nadproudu a zkratu ( Nadproudová ochrana, ochrana proti zkratu) a řízení poklesu napětí ( Uzamčení pod napětím- UVLO). Pro klíčové prvky s řídicí bránou je pokles řídicího napětí nebezpečný stav. V tomto případě může tranzistor přejít do lineárního režimu a selhat kvůli přehřátí krystalu.
Pro uživatele může být obtížné porozumět širokému spektru mikroobvodů, které se v současnosti vyrábějí pro použití v silových obvodech, navzdory podobnosti jejich základních charakteristik. Tento článek pojednává o funkcích používání nejoblíbenějších ovladačů vyrobených různými společnostmi.
Hlavní pomocnou funkcí ovladačů je nadproudová ochrana. Pro lepší pochopení činnosti ochranného obvodu je nutné analyzovat chování výkonových tranzistorů v režimu zkratu (nebo zkrat - zkratka známá vývojářům).
Příčiny proudového přetížení jsou různé. Nejčastěji se jedná o nouzové případy, jako je porucha na krytu nebo zkrat zátěže.
Přetížení může být také způsobeno vlastnostmi obvodu, jako jsou přechodné jevy nebo zpětný obnovovací proud diody na opačné straně. Takováto přetížení musí být eliminována metodami obvodového inženýrství: použitím obvodů pro tvarování trajektorie (snubbrů), volbou hradlového odporu, izolací řídicích obvodů od napájecích sběrnic atd.
Zapnutí tranzistoru při zkratu v zátěžovém obvodu
Schematický diagram a diagramy napětí odpovídající tomuto režimu jsou uvedeny na Obr. 1a a 2. Všechny grafy byly získány analýzou obvodů pomocí programu PSpice. Pro analýzu byly použity vylepšené modely MOSFET tranzistorů od International Rectifier a makromodely IGBT a driverů vyvinuté autorem článku.
Rýže. 2
Zkrat zátěže u sepnutého tranzistoru
Rýže. 3
Jak bylo uvedeno, ustálená hodnota zkratového proudu je určena napětím na hradle. Snížení tohoto napětí však vede ke zvýšení saturačního napětí a následně ke zvýšení ztrát vedením. Odolnost proti zkratu úzce souvisí s transkonduktancí tranzistoru. IGBT s vysokým proudovým ziskem mají nízké saturační napětí, ale krátkou dobu přetížení. Tranzistory, které jsou nejodolnější vůči zkratu, mají zpravidla vysoké saturační napětí a tím i vysoké ztráty.
Přípustný zkratový proud IGBT je mnohem vyšší než u bipolárního tranzistoru. Obvykle se rovná 10násobku jmenovitého proudu při povolených napětích hradla. Přední společnosti, jako International Rectifier, Siemens, Fuji, vyrábějí tranzistory, které takové přetížení vydrží bez poškození. Tento parametr je uveden v referenčních datech pro tranzistory a nazývá se Short Circuit Ration a přípustná doba přetížení je tsc - Doba odolnosti proti zkratu.
Rychlá odezva ochranného obvodu je obecně užitečná pro většinu aplikací. Použití takových obvodů v kombinaci s vysoce nákladově efektivními IGBT zvyšuje účinnost obvodu, aniž by byla ohrožena spolehlivost.
Použití ovladačů k ochraně před přetížením
Podívejme se na způsoby vypínání tranzistorů v režimu přetížení na příkladu ovladačů vyrobených International Rectifier, Motorola a Hewlett-Packard, protože tyto mikroobvody vám umožňují plně implementovat ochranné funkce.
Řidič nadloktí
Rýže. 4. Struktura ovladače IR2125
Na Obr. 4 ukazuje blokové schéma a Obr. 5 - typické schéma zapojení pro driver IR2125 využívající funkci ochrany proti přetížení. K tomuto účelu slouží Pin 6 - CS. Napětí odezvy ochrany je 230 mV. Pro měření proudu je v emitoru instalován rezistor RSENSE, jehož hodnota a dělič R1, R4 určují ochranný proud.
Rýže. 5. Schéma zapojení IR2125
Jak bylo zmíněno výše, pokud se při přetížení sníží napětí hradla, může být prodloužena doba rozpoznání nouzového režimu. To je nezbytné pro vyloučení falešně pozitivních výsledků. Tato funkce je implementována v čipu IR2125. Kondenzátor C1 připojený k pinu ERR určuje dobu analýzy stavu přetížení. Při C1 = 300 pF je doba analýzy asi 10 μs (to je doba potřebná k nabití kondenzátoru na napětí 1,8 V - prahové napětí obvodového komparátoru CHYBA NAČASOVÁNÍřidič). Během této doby se zapne obvod stabilizace proudu kolektoru a napětí hradla se sníží. Pokud stav přetížení neustane, po 10 μs se tranzistor úplně vypne.
Ochrana se vypne, když je vstupní signál odstraněn, což umožňuje uživateli organizovat ochranný obvod spouštění. Při jeho použití je třeba věnovat zvláštní pozornost volbě doby restartu, která by měla být větší než tepelná časová konstanta krystalu výkonového tranzistoru. Tepelnou časovou konstantu lze určit z grafu tepelné impedance Zthjc pro jednotlivé impulsy.
Rýže. 6
Pro analýzu podmínek přetížení saturačního napětí není potřeba měřicí odpor. Při přivedení kladného řídicího signálu na hradlo se na vstupu ochrany SC budiče objeví napětí, určené součtem úbytku napětí na otevřené diodě VD2 a otevřeném výkonovém tranzistoru Q1 a děliči R1, R4, který nastavuje provozní proud. Úbytek napětí na diodě je téměř konstantní a činí asi 0,5 V. Napětí otevřeného tranzistoru při zvoleném zkratovém proudu se určí z grafu Von = f(Ic). Dioda VD4, stejně jako VD1, musí být rychlá a vysokonapěťová.
Kromě nadproudové ochrany budič analyzuje napájecí napětí vstupní části VCC a koncového stupně VB a při poklesu VB pod 9 V vypne tranzistor, což je nutné pro zamezení lineárního provozu tranzistoru. Tato situace může nastat buď při poškození nízkonapěťového zdroje nebo při nesprávné volbě kapacity C2. Jeho hodnota musí být vypočtena na základě hodnot náboje brány, proudu brány a frekvence opakování pulsů. Pro výpočet bootstrap kapacity Cb doporučuje dokumentace International Rectifier následující vzorce:
Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),
It = (Ion + Ioff)*tw.
Kde
Ion a Ioff - proudy zapínání a vypínání hradla, tw = Qg/Ion - doba sepnutí, Qg - nabíjení hradla, f - opakovací frekvence pulsů, Vcc - napájecí napětí, Vf - pokles napětí v propustném směru na diodě nabíjecího čerpadla (VD1 na obr. 6), Vls je propustný úbytek napětí na protilehlé diodě (VD3 na obr. 6), Igbs je hradlový proud ve statickém režimu.
Pokud není možné napájet ovladač z kapacity bootstrapu, je nutné použít „plovoucí“ zdroj napájení.
Třífázový mostový ovladač
Na Obr. Obrázek 7 ukazuje schéma zapojení pro budič třífázového můstku IR213* využívající funkci ochrany proti přetížení. K tomuto účelu slouží vstup ITR. Napětí odezvy ochrany je 500 mV. Pro měření celkového proudu můstku je v emitorech instalován rezistor RSENSE, jehož hodnota spolu s děličem R2, R3 určuje ochranný proud.
Rýže. 7. Schéma zapojení pro IR2130
Ovladač IR2130 zajišťuje ovládání MOSFET a IGBT tranzistorů při napětí do 600 V, má ochranu proti nadproudu a snížení napájecích napětí. Ochranný obvod obsahuje tranzistor s otevřeným polem pro indikaci poruchy (FAULT). Má také vestavěný zesilovač zátěžového proudu, který mu umožňuje generovat řídicí a zpětnovazební signály. Ovladač generuje dobu zpoždění (tdt - mrtvý čas) mezi zapnutím horního a spodního bočního tranzistoru pro eliminaci průchozích proudů. Tato doba se pohybuje od 0,2 do 2 μs pro různé modifikace.
Pro správné použití tohoto mikroobvodu a vytvoření spolehlivých obvodů na jeho základě je třeba vzít v úvahu několik nuancí.
Charakteristickým rysem ovladačů IR213* je absence funkce omezení napětí hradla při zkratu. Z tohoto důvodu by časová konstanta řetězce R1C1, určená ke zpoždění aktivace ochrany, neměla překročit 1 μs. Projektant by si měl uvědomit, že můstek se vypne 1 μs po vzniku poruchy, v důsledku čehož může proud (zejména při odporové zátěži) překročit jmenovitou hodnotu. Chcete-li resetovat ochranu, musíte vypnout napájení ovladače nebo přivést blokovací napětí (vysoká úroveň) na nízkoúrovňové vstupy. Poznamenáváme také, že mezi mikroobvody této řady je ovladač IR2137, který poskytuje ochranu saturačního napětí horních tranzistorů a generuje požadovanou dobu zpoždění pro činnost této ochrany. Taková ochrana je velmi důležitá pro budiče, které řídí třífázové můstkové obvody, protože když dojde k poruše na krytu, zkratový proud protéká přes měřicí odpor RSENSE. Tento mikroobvod poskytuje samostatné připojení hradlových rezistorů pro zapnutí, vypnutí a nouzové vypnutí, což umožňuje plně realizovat všechny dynamické vlastnosti izolovaných hradlových tranzistorů.
Zapínací/vypínací proud pro IR213* je 200/420 mA (120/250 mA pro IR2136). To je třeba vzít v úvahu při výběru výkonových tranzistorů a hradlových odporů pro ně. Parametry pro tranzistor udávají velikost náboje hradla (obvykle v nK), který určuje dobu zapnutí/vypnutí tranzistoru při daném proudu. Doba trvání přechodných procesů spojených se spínáním musí být kratší než doba zpoždění tdt generovaná ovladačem. Použití vysoce výkonných tranzistorů může také vést k falešnému zapnutí-vypnutí a průchozímu proudu v důsledku Millerova jevu. Snížení odporu hradla nebo použití samostatných odporů hradla pro procesy zapínání a vypínání ne vždy vyřeší problém kvůli nedostatečnému vypínacímu proudu samotného ovladače. V tomto případě je nutné použít vyrovnávací zesilovače.
Výhodou čipů vyráběných International Rectifier je, že tato zařízení jsou schopna odolat vysokým rozdílům napětí mezi vstupní a výstupní částí. U měničů řady IR21** je toto napětí 500–600 V, což umožňuje ovládat tranzistory v polomůstkových a můstkových obvodech při napájení usměrněným průmyslovým napětím 220 V bez galvanického oddělení. Pro ovládání tranzistorů v obvodech určených pro napájení z usměrněného napětí 380 V vyrábí International Rectifier budiče řady IR22**. Tyto mikroobvody pracují s výstupním napětím až 1200 V. Všechny měniče International Rectifier vydrží indukované zvýšení napětí až do 50 V/ns. Tento parametr se nazývá dv/dt imunitní. Vykazuje vysokou odolnost vůči režimu latch-up, který je extrémně nebezpečný pro pulzní vysokonapěťové obvody.
Řidič s nízkým ramenem
Pro řízení nízkofrekvenčních tranzistorů jsou dobrou alternativou mikroobvody vyrobené společností Motorola. Blokové schéma jednoho z nich - MC33153 je na Obr. 8.
Rýže. 8. Blokové schéma MC33153
Charakteristickým rysem tohoto ovladače je možnost použít dva způsoby ochrany (proud a saturační napětí) a oddělení režimu přetížení a režimu zkratu. Je také možné dodávat záporné řídicí napětí, což může být velmi užitečné pro řízení vysoce výkonných modulů s vysokými hodnotami náboje hradla. Vypnutí řídicího poklesu napětí - UVLO se provádí při 11 V.
Výstup 1 ( Current Sense Input) je určen pro připojení proudového měřicího odporu. V mikroobvodu je tento pin vstupem dvou komparátorů - s provozním napětím 65 a 130 mV. Řidič tedy analyzuje podmínky přetížení a zkratu. Když dojde k přetížení, spustí se první komparátor ( Nadproudový komparátor) a vypne signál ovládání brány. Ochrana se resetuje, když je aplikován blokovací signál (vysoká úroveň, protože vstup je invertovaný). V tomto případě je na výstupu signál poruchy ( Chybový výstup) se nedoručuje. Pokud proud překročí stanovenou hodnotu dvakrát, je to považováno za zkrat. V tomto případě je druhý komparátor převrácen ( Zkratový komparátor) a na řídicím výstupu se objeví signál vysoké úrovně. Na základě tohoto signálu musí regulátor, který řídí činnost obvodu, vypnout celý obvod. Doba restartu by měla být určena, jak je uvedeno výše, tepelnou časovou konstantou výkonových tranzistorů.
Výstup 8 ( Desaturační vstup) je navržen tak, aby implementoval ochranu proti saturačnímu napětí. Odezvové napětí na tomto vstupu je 6,5 V. Stejný vstup je určen pro připojení kondenzátoru Cblank, který tvoří dobu zpoždění odezvy ochrany. Toto zpoždění je nutné, protože po přivedení hradlového napětí na hradlo si tranzistor po určitou dobu udržuje vysoké napětí, zatímco se boxerova dioda zotavuje.
Rýže. 9. Ochrana saturačního napětí
Rýže. 10. Proudová ochrana
Ovladač s galvanickým oddělením
Galvanické oddělení je nezbytné v obvodech, kde je výkonný výkonový stupeň napájen ze síťového napětí a řídicí signály jsou generovány ovladačem připojeným přes sběrnice k různým periferním zařízením. Izolace napájecích a řídicích obvodů v takových případech snižuje hlučnost při spínání a umožňuje ochranu nízkonapěťových obvodů v extrémních případech.
Rýže. 11. Blokové schéma HCPL316
Podle našeho názoru je jedním z nejzajímavějších mikroobvodů pro tuto aplikaci HCPL316 vyráběný společností Hewlett-Packard. Jeho struktura je znázorněna na Obr. 11 a schéma zapojení je na Obr. 12.
Rýže. 12. Schéma zapojení HCPL316
Řídicí signál a signál poruchy jsou opticky odděleny. Izolační napětí je až 1500 V. Budič poskytuje ochranu pouze pro saturační napětí (pin 14 - DESAT). Zajímavostí je přítomnost přímého a inverzního vstupu, což zjednodušuje komunikaci s různými typy ovladačů. Stejně jako v případě MC33153 může mikroobvod produkovat bipolární výstupní signál a špičkový výstupní proud může dosáhnout 3 A. Díky tomu je driver schopen řídit IGBT tranzistory s kolektorovým proudem až 150 A, což je jeho velkou výhodou oproti podobným zařízením.
Pomocné obvody
U vysokonapěťových budičů od International Rectifier lze vzhledem k jejich nízké spotřebě napájet koncové stupně pomocí tzv. „bootstrap“ kondenzátorů malých hodnot. Pokud to není možné, je nutné použít „plovoucí“ napájecí zdroje. Nejlevnějším způsobem využití takových zdrojů jsou vícevinuté transformátory s usměrňovačem a stabilizátorem na každém vinutí. Přirozeně, pokud chcete mít bipolární výstupní signál, pak každý takový zdroj musí být bipolární. Elegantnějším řešením je však použití izolovaných DC-DC měničů, jako je řada DCP01* od Burr-Brown. Tyto mikroobvody jsou navrženy pro výkon do 1W a mohou generovat bipolární výstupní signál z unipolárního vstupního signálu. Izolační napětí je do 1 kV. Izolace se provádí pomocí transformátorové bariéry na frekvenci 800 kHz. Při použití více čipů mohou být frekvenčně synchronizovány.
U výkonových pohonů je často nutné mít signál úměrný výstupnímu proudu pro generování zpětné vazby. Tento problém se řeší různými způsoby: pomocí proudových transformátorů, bočníků a diferenciálních zesilovačů atd. Všechny tyto metody mají své nevýhody. Pro co nejúspěšnější řešení problému generování proudového signálu a jeho propojení s regulátorem vyvinul International Rectifier mikroobvody - proudové senzory IR2171 a IR2172, ve kterých je proudový signál převeden na PWM signál. Schéma zapojení pro IR2171 je na Obr. 13. Mikroobvod odolává poklesu napětí až 600 V a je napájen „bootstrap“ kapacitou. Nosná frekvence PWM je 35 kHz pro IR2171 a 40 kHz pro IR2172. Rozsah vstupního napětí ±300 mV. Výstupní napětí je odebíráno z otevřeného kolektoru, což usnadňuje připojení optické izolace.
Je stěží možné popsat všechny mikroobvody, které se v současnosti ve světě vyrábějí pro použití v pohonech. I poskytnuté informace by však měly vývojáři pomoci orientovat se v oceánu moderní elementové základny. Hlavní závěr ze všeho, co bylo řečeno, je následující: nepokoušejte se vyrobit něco pomocí diskrétních prvků, dokud si nebudete jisti, že nikdo nevyrábí integrovaný obvod, který řeší váš problém.
Literatura
- Použijte Gate Charge k návrhu obvodu Gate Drive pro výkonové MOSFETy a IGBT. AN-944.
- Aplikační charakterizace IGBT. INT990.
- Charakteristika IGBT. AN-983.
- Ochrana proti zkratu. AN-984.
- HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
- Technické údaje Motorola MC33153.
- Technické údaje Hewlett Packard HCPL316.
- Burr Brown DCP011515 Technické údaje.
- Ivanov V.V., Kolpakov A. Aplikace IGBT. Elektronické součástky, 1996, č. 1.
MOP (buržoazně MOSFET) znamená Metal-Oxide-Semiconductor, z této zkratky je zřejmá struktura tohoto tranzistoru.
Pokud na prstech, pak má polovodičový kanál, který slouží jako jedna deska kondenzátoru a druhá deska je kovová elektroda umístěná přes tenkou vrstvu oxidu křemíku, což je dielektrikum. Když je na bránu přivedeno napětí, tento kondenzátor se nabije a elektrické pole brány přitáhne náboje do kanálu, v důsledku čehož se v kanálu objeví mobilní náboje, které mohou tvořit elektrický proud a odpor zdroje kolektoru klesá. ostře. Čím vyšší napětí, tím více nábojů a nižší odpor, v důsledku toho může odpor klesnout na nepatrné hodnoty - setiny ohmu, a pokud napětí dále zvýšíte, dojde k rozpadu oxidové vrstvy a Khan tranzistoru. dojde.
Výhoda takového tranzistoru oproti bipolárnímu je zřejmá - na hradlo je třeba přivést napětí, ale jelikož se jedná o dielektrikum, proud bude nulový, což znamená potřebnou výkon k ovládání tohoto tranzistoru bude mizivý, ve skutečnosti spotřebovává pouze v okamžiku sepnutí, kdy se kondenzátor nabíjí a vybíjí.
Nevýhoda vyplývá z jeho kapacitní vlastnosti - přítomnost kapacity na bráně vyžaduje velký nabíjecí proud při otevírání. Teoreticky se rovná nekonečnu v nekonečně malých časových obdobích. A pokud je proud omezen rezistorem, pak se bude kondenzátor nabíjet pomalu - z časové konstanty RC obvodu není úniku.
MOS tranzistory jsou P a N potrubí. Mají stejný princip, rozdíl je pouze v polaritě proudových nosičů v kanálu. V souladu s tím v různých směrech řídicího napětí a zařazení do obvodu. Tranzistory jsou velmi často vyráběny ve formě komplementárních párů. To znamená, že existují dva modely s přesně stejnými charakteristikami, ale jeden z nich je N kanál a druhý je P kanál. Jejich označení se zpravidla liší o jednu číslici.
 |
Moje nejoblíbenější MOP tranzistory jsou IRF630(n kanál) a IRF9630(p kanál) najednou jsem jich vyrobil asi tucet od každého typu. Nemají příliš velké tělo TO-92 tento tranzistor dokáže skvěle protáhnout sám sebe až 9A. Jeho otevřený odpor je pouze 0,35 Ohm.
To je však docela starý tranzistor, teď jsou například chladnější věci IRF7314, schopný unést stejných 9A, ale zároveň se vejde do pouzdra SO8 - velikosti notebookového čtverce.
Jeden z problémů s dokováním MOSFET tranzistoru a mikrokontroléru (nebo digitálního obvodu) je, že aby se plně otevřel až do úplného nasycení, musí tento tranzistor přivést na bránu mnohem více napětí. Obvykle je to asi 10 voltů a MK může mít výstup maximálně 5.
Existují tři možnosti:
Obecně je však správnější nainstalovat ovladač, protože kromě hlavních funkcí generování řídicích signálů poskytuje také proudovou ochranu, ochranu proti průrazu, přepětí, jako další cetku optimalizuje rychlost otevírání na maximum, obecně nespotřebovává svůj proud nadarmo. Výběr tranzistoru také není příliš obtížný, zvláště pokud se neobtěžujete s omezovacími režimy. V první řadě by vás měla zajímat hodnota odtokového proudu – I Drain popř já D tranzistor si vyberete na základě maximálního proudu pro vaši zátěž, nejlépe s rezervou 10 procent. Dalším důležitým parametrem pro vás je VGS- Saturační napětí Source-Gate nebo jednodušeji řídicí napětí. Někdy je to napsané, ale častěji se musíte podívat do tabulek. Hledá se graf závislosti výstupní charakteristiky já D z VDS v různých hodnotách VGS. A zjistíte, jaký budete mít režim.
Například potřebujete napájet motor na 12 voltů s proudem 8A. Podělal jsi ovladač a máš pouze 5V řídicí signál. První, co mě po tomto článku napadlo, bylo IRF630. Proud je vhodný s rezervou 9A oproti požadovaným 8. Ale podívejme se na výstupní charakteristiku:
Pokud budete na tomto spínači používat PWM, pak je třeba se informovat na časy rozepnutí a sepnutí tranzistoru, vybrat ten největší a vzhledem k času vypočítat maximální frekvenci, které je schopen. Tato veličina se nazývá Zpoždění přepínače nebo t na,t off, obecně něco takového. Frekvence je 1/t. Je také dobré podívat se na kapacitu brány C iss Na jeho základě, stejně jako omezovacího rezistoru v obvodu hradla, můžete vypočítat časovou konstantu nabíjení obvodu hradla RC a odhadnout výkon. Pokud je časová konstanta větší než perioda PWM, pak se tranzistor neotevře/nezavře, ale bude viset v nějakém mezistavu, protože napětí na jeho hradle bude integrováno tímto RC obvodem do konstantního napětí.
Při manipulaci s těmito tranzistory mějte na paměti, že Nebojí se jen statické elektřiny, ale jsou VELMI SILNÉ. Proniknout závěrkou se statickým nábojem je více než možné. Tak jak jsem to koupil? ihned do fólie a nevyndávejte ji, dokud ji neuzavřete. Nejprve se uzemněte k baterii a nasaďte si alobal :).
