Algoritmos para un procesamiento óptimo al distinguir señales binarias. Criterios para evaluar la inmunidad al ruido. Filtro digital adaptado

Para comparar la inmunidad al ruido de la recepción elemento por elemento y la recepción en su conjunto, derivaremos algunas relaciones generales. Sea el resultado de la demodulación del enésimo elemento de palabra de código un valor determinado. Con la recepción elemento por elemento en el primer circuito de decisión, cada uno de los valores se reemplaza por el símbolo “0” (si) o “1” (si), lo que da como resultado una determinada combinación de códigos. Con codificación redundante, esta combinación puede incluirse o no en el número de combinaciones permitidas (utilizadas en este código). En el primer caso, se convierte directamente en la carta de mensaje correspondiente. En el segundo caso, dependiendo de la construcción del segundo circuito de decisión, o se detecta un error (seguido de una solicitud automática o simplemente se registra la presencia de un error), o el error se "corrige", es decir, la combinación de códigos aceptada. se identifica con la combinación permitida más cercana (Hamming). De acuerdo con esto, subdividiremos los métodos elemento por elemento en recepción con detección y recepción con corrección de errores. Ambos métodos son posibles con cualquier código redundante.

En el caso de la recepción en su conjunto, las cantidades se multiplican por coeficientes y la señal recibida se identifica con la enésima letra del alfabeto del mensaje si

para todos .

El producto en presencia de interferencias es variable aleatoria. La expectativa matemática de este valor (al transmitir la enésima letra del alfabeto del mensaje) es siempre positiva, ya que con una interferencia suficientemente pequeña y con una interferencia muy fuerte, las probabilidades de que y sean aproximadamente las mismas. Con la interferencia de fluctuaciones, así como en la mayoría de los casos con la interferencia concentrada, la densidad de probabilidad de esta cantidad es unimodal, es decir, tiene un máximo (figura 10.4). En este caso, por regla general, la densidad de probabilidad en los puntos es mayor que en los puntos, es decir

Para ruido impulsivo y algunos tipos especiales interferencia, esta condición puede ser violada. Por ahora nos limitaremos al caso de interferencia, para el cual podemos suponer que se cumple la condición (10.17). Se puede extender a la suma de varios valores (por índice), es decir, se puede afirmar que cuando

. (10.17a)

También supondremos que las cantidades no están correlacionadas entre sí.

Introduzcamos la siguiente notación:

– la probabilidad de que durante la recepción elemento por elemento la combinación de códigos se reciba con un error (independientemente de si este error puede corregirse o al menos detectarse);

– la probabilidad de que durante la recepción elemento por elemento con corrección del máximo número posible de errores se produzca un error no corregido;

– la probabilidad de que la combinación se acepte incorrectamente cuando se recibe en su conjunto según la regla (10.15a);

– la probabilidad de que se produzca un error detectado durante una recepción elemento por elemento con detección de errores.

Demostremos el siguiente teorema:

Para cualquier código, si se cumple la condición (10.17a), la desigualdad se cumple

, (10.18)

Además, se vuelve igual solo con el código sin redundancia.

El significado de este teorema es que cuando se codifica con redundancia, la inmunidad al ruido de la recepción en su conjunto es mayor que la inmunidad al ruido de la recepción elemento por elemento con corrección de errores, pero es inferior a la inmunidad al ruido de la recepción elemento por elemento. recepción con detección de errores y remuestreo sobre el canal comentario. En el caso del código sin redundancia, la técnica en su conjunto no tiene ventajas sobre la técnica elemento por elemento.

Para probar esto, supongamos que se transmite la i-ésima combinación de códigos y consideremos las condiciones bajo las cuales la implementación de la interferencia puede convertirla en alguna específica. qésima combinación. Como resultado del procesamiento de la señal se obtuvieron los valores y se calcularon los productos. Sea la distancia de Hamming entre las dos combinaciones consideradas igual a . Entonces, entre los coeficientes solo quedan aquellos que no coinciden con los coeficientes del mismo índice.

Con la recepción elemento a elemento se producirá un error detectado o no detectado si al menos uno de estos productos resulta negativo. Llamemos a este evento y designemos su probabilidad.

Con el método elemento por elemento con corrección de errores, se producirá un error no corregido si más de productos (correspondientes a temas para los cuales no coinciden) resultan negativos. Evidentemente, en estos valores los valores serán positivos. Denotemos este evento y su probabilidad.

Con un método elemento por elemento con detección de errores (sin corregirlos), se producirá un error no detectado si cada uno de los productos correspondientes a aquel resulta negativo. Dejemos que este evento tenga una probabilidad.

Obviamente, si ocurre un evento, entonces los eventos y también siempre tienen lugar. Si ocurre un evento, entonces siempre ocurre un evento. De aquí

Las igualdades se producen solo para , ya que en este caso los eventos , y coinciden.

Cuando se acepta como un todo, la -ésima combinación se aceptará erróneamente si para alguna -ésima combinación

, (10.20)

donde la suma se realiza sobre aquellos índices para los cuales , que se muestra simbólicamente mediante el índice bajo el signo de suma. Llamemos evento al cumplimiento de la desigualdad (10.20) y denotemos su probabilidad por .

Como solo toma valores, se deduce que. Por tanto, la desigualdad (10.20) se puede reescribir de la siguiente manera:

donde la suma todavía se realiza sólo sobre elementos que difieren en - y

Combinaciones.

De (10.21) está claro que si ocurre un evento, entonces el evento siempre ocurrirá, de lo cual

Además, la igualdad se produce sólo cuando y coinciden.

Demostremos ahora eso. A diferencia de los casos comentados anteriormente, los acontecimientos no se suceden unos a otros. Pueden ocurrir simultáneamente, pero uno de estos eventos también puede ocurrir sin el otro. Las relaciones entre los eventos , y se muestran esquemáticamente en la Fig. 10.5.

Denotaremos por evento lo contrario del evento. La probabilidad y se puede representar de la siguiente forma.

(10.23)

Para demostrar que es suficiente demostrar que

(10.24)

Dejemos que se dé alguna realización de cantidades para las cuales un evento tiene lugar y un evento no tiene lugar.

Arroz. 10.5. Relaciones entre eventos y

Esto significa que de los productos considerados, la mitad o más de la mitad son positivos y al mismo tiempo

Consideremos ahora una implementación “simétrica”: para aquellos para los cuales y para aquellos para los cuales. Para la nueva implementación, la mitad o más de la mitad de los productos considerados son negativos, por lo que se mantiene. Por otro lado y esto quiere decir que no se produce, entonces, es decir, cuando el código no tiene redundancia, que era lo que había que demostrar. elementos, se cumple la desigualdad (10.21). Consideremos todos los ejemplos de errores indetectables, es decir, aquellos que convierten la combinación transmitida en otra combinación permitida. El número de tales muestras generalmente se puede reducir al cálculo de la probabilidad de error para la recepción por diversidad.

EVALUACIÓN DE LA INMUNIDAD AL RUIDO DE CÓDIGOS BINOMIALES MODIFICADOS

Desarrollo de sistemas control automatizado conduce a la complicación de los subsistemas de información para recopilar y procesar información y a un aumento Cumplir con los requisitos para la confiabilidad de los datos de flujo transmitidos. proceso tecnológico. El uso de códigos resistentes al ruido para transmitir información puede reducir significativamente el riesgo de recepción. información falsa introduciendo redundancia en mensajes transmitidos. La capacidad de detección de errores de un código puede evaluarse mediante la probabilidad de que se produzca un error indetectable, cuyo método de cálculo se proporciona en. Los trabajos evaluaron la inmunidad al ruido de varios códigos y analizaron la posibilidad de su uso en canales de comunicación con distintos grados de asimetría. El uso de estos códigos va acompañado de una complicación de los dispositivos de codificación y, por tanto, conduce a una disminución de la fiabilidad de su funcionamiento. El uso de códigos binomiales aumenta la confiabilidad información transmitida y la posibilidad de construir dispositivos de codificación y decodificación con sistemas integrados para monitorear la corrección de su funcionamiento, para aumentar la confiabilidad del funcionamiento de los equipos de transmisión y recepción. En el trabajo se obtuvieron relaciones para calcular la probabilidad de un error indetectable y se realizó una evaluación de la inmunidad al ruido de códigos binomiales. Los estudios realizados han demostrado que los códigos binomiales no siempre pueden proporcionar la confiabilidad requerida de los datos transmitidos. Las relaciones dadas en el trabajo permiten construir códigos basados ​​​​en códigos binomiales que tienen mayor inmunidad al ruido.

Teniendo en cuenta lo anterior, surge la necesidad de desarrollar algoritmos para la construcción de códigos basados ​​en binomios, que tengan una mayor tasa de error. capacidad alarmante y obtención de relaciones para evaluar su inmunidad al ruido.

El artículo examina los conceptos básicos de la teoría del conteo binomial binario y obtiene relaciones para determinar el número de números binomiales que van de 0 a unos. Utilizando estas relaciones, se puede argumentar que cualquier código binomial construido sobre la base de un sistema numérico con parámetros norte y se puede representar como una unión de conjuntos de combinaciones de códigos con el mismo número de unidades. Por tanto, es posible construir un código que consta de números del sistema numérico binomial con parámetros norte y con una cierta cantidad unidades. A dicho código lo llamaremos código modificado binomial. Además, si el código consta de diferentes subconjuntos con diferentes números de unidades en las combinaciones de códigos, entonces se pueden componer diferentes códigos:

Por lo tanto, basado en el sistema numérico binomial con parámetros norte y puedes construir

varios códigos binomiales modificados. Además, un código contendrá todos los números del sistema numérico. Si el código binomial modificado consta de un subconjunto con un cierto número unidades, entonces será un código de equilibrio de longitud y número de unos, o un código de equilibrio de longitud y número de unos con cero bits adicionales hasta la longitud.

El algoritmo para codificar la combinación de código original con un código binomial modificado se presenta en la Figura 1.

Para evaluar códigos binomiales modificados utilizaremos las relaciones obtenidas en el trabajo. La fórmula dada nos permite estimar la probabilidad de un error indetectable para un código binomial con parámetros norte Y k. Al evaluar un código binomial modificado, se produce la suma de subconjuntos con el número de unidades que están presentes en un código determinado.

Evaluemos la inmunidad al ruido de los siguientes códigos:

• - 1er código binomial modificado (BMK No. 1), construido sobre la base de un sistema numérico con parámetros n=8 Y k=4, q=4(código de equilibrio);
• - un código cíclico construido utilizando un polinomio formador de código (el código se presenta en la Tabla 1);
• - Segundo código binomial modificado (BMK No. 2), construido sobre la base de un sistema numérico con parámetros n=9 Y k=6 y que consta de combinaciones con un número de unidades q=1, q=3, q=5(el código se presenta en la tabla 2);
• - Código modificado del tercer binomio (BMK No. 3), construido sobre la base de un sistema numérico con parámetros n=9 Y k=6 y que consiste en combinaciones con un número de unidades q=2, q=6(el código se presenta en la tabla 3);
• - código natural de seis bits con un bit de paridad.

Tabla 1 - Cíclico código basado en un polinomio

Tabla 2 - Código BMK modificado binomial nº 2

Tabla 3 - Código BMK modificado binomial nº 3.

Estimemos la probabilidad de un error indetectable para canales simétricos y asimétricos con errores independientes. Los resultados de la investigación se presentan en las Figuras 2,3.

Con base en los resultados de la investigación, se puede concluir que cuando un cierto nivel interferencia en el canal de comunicación, el uso de códigos binomiales modificados proporciona una mayor confiabilidad de los datos transmitidos en comparación con el uso de un código cíclico. Además, los códigos binomiales modificados son más resistentes al ruido que los códigos de verificación de paridad.

Así, el artículo presenta un algoritmo para la obtención de códigos binomiales modificados a partir de códigos binomiales. Se proponen relaciones para determinar la probabilidad de un error indetectable y se lleva a cabo una evaluación de la inmunidad al ruido de códigos binomiales modificados. Los resultados obtenidos indican que los códigos binomiales modificados proporcionan una alta capacidad de detección de errores en los canales de comunicación con nivel alto asimetría.

BIBLIOGRAFÍA

• 1. Borisenko A.A., Onanchenko E.L. Evaluación de la inmunidad al ruido de códigos inseparables.
• 2. // Boletín de la Universidad Estatal de Sumy, 1994. -No 2. -CON. 64-68.
• 3. Kulik I.A. Suprun A.V. Sobre la cuestión de la evaluación de la eficacia del principio de codificación mayoritaria // Boletín de la Universidad Estatal de Sumy, 2002. - No. 12 (45). -CON. 138-143.
• 4. Kulik I.A. Capacidad de detección de errores del código con un bit de paridad // Resúmenes " Métodos modernos codificando en sistemas electronicos", 2002. - págs. 38-39.
• 5. Berezhnaya O.V., Arbuzov V.V., Arbuzov M.V. Sobre la posibilidad de utilizar códigos de equilibrio en canales de comunicación asimétricos // Resúmenes de informes “Métodos de codificación modernos en sistemas electrónicos”, 2004. - págs.65-66.
• 6. Grinenko V.V. Evaluación de la inmunidad al ruido de códigos binomiales // Boletín de la Universidad Estatal de Sumy, 2002. - No. 1 (34). -CON. 76-80.
• 7. Grinenko V.V. Evaluación de la inmunidad al ruido de sistemas de transmisión de datos basada en binomial. numeros binarios// Boletín de la Universidad Estatal de Sumy, 2002. -Nº 12(45). -CON. 131-138.
• 8. Borisenko A.A. Fundamentos de la teoría del conteo binomial // Boletín de la Universidad Estatal de Sumy, 1999. -Nº 1(12). -CON. 71-73.

Integración de sistemas de antena en elementos estructurales objetos en movimiento Andrey Alekseevich Shpilevoy - Ph.D. fisica y matematicas Ciencias, Profesor Asociado, Universidad Federal del Báltico. I. Kanta, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Acerca de los autores Viktor Ponimatkin - PhD, investigador principal, ass. Prof., I. Universidad Federal Kant Báltica, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Aleksey Tipikin - estudiante de doctorado, MESC MMF "VMF", Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] 89 89 Andrey Shpilevoy - PhD, culo. prof., I. Universidad Federal Kant Báltica, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] UDC 621.396.62 E. V. Volkhonskaya, E. V. Korotey, E. V. Ivanov EVALUACIÓN DE LA INMUNIDAD A LAS INTERFERENCIAS DE LA RECEPCIÓN DE SEÑALES FSK POR UN DISPOSITIVO DE RECEPCIÓN EN CUADRATURA Evaluación comparativa del modelo y las curvas teóricas de la dependencia de la probabilidad de error de bit en la salida de un dispositivo para cuadratura La recepción sin umbral de señales MSK se realizó sobre un fondo de ruido blanco gaussiano. Se muestra que este método El procesamiento proporciona la mayor inmunidad declarada al ruido de la recepción en la región del umbral en comparación con los demoduladores existentes. Una comparación de evaluación del modelo y las curvas teóricas de probabilidad de error de bit a la salida del dispositivo receptor ilimitado de señales MSK en presencia de ruido blanco gaussiano. Se muestra que este método de procesamiento de señales proporciona un valor declarado de estabilidad del ruido en valores críticos de la región SNR en comparación con los demoduladores existentes. Palabras clave: frecuencia de modulación por desplazamiento, recepción sin umbral, inmunidad al ruido, probabilidad de error de bit. Palabras clave: manipulación de frecuencia, recepción ilimitada, estabilidad del ruido, tasa de error de bits. Se han encontrado señales FSK (tecla de cambio de frecuencia) y sus modificaciones CPFSK (FSK de fase continua), y en particular MSK (tecla de cambio mínimo). aplicación amplia en sistemas de transmisión información discreta y moderno comunicaciones digitales. Demodulación de señal de este tipo, por regla general, se realiza sobre la base de un detector de frecuencia o sobre la base de filtros. Los demoduladores del primer tipo son populares debido a la simplicidad del diseño del circuito, pero los ajustes no están disponibles Volkhonskaya E.V., Korotey E.V., Ivanov E.V., 2013 Boletín de la Universidad Federal del Báltico. Yo, Kant. 2013. Edición. 4. págs. 89-93. E. V. Volkhonskaya, E. V. Korotey, E. V. Ivanov 90 alta inmunidad al ruido en comparación con el potencial. Además, estos demoduladores encuentran uso limitado cuando se trabaja con señales FDM (multiplexación por división de frecuencia) y no se utilizan cuando se trabaja con señales DFSK (tecla de desplazamiento de doble frecuencia). Los demoduladores del segundo tipo permiten reducir la probabilidad de un error de bit al transmitir información discreta a través de un canal de comunicación. Para procesar señales FSK coherentes, se utilizan demoduladores basados ​​​​en filtros de paso de banda sintonizados en las frecuencias de marca y espacio, correspondientes a la transmisión de "1" y "0" binarios en sistemas para transmitir información discreta sobre un fondo de ruido blanco gaussiano. El criterio para decidir si se transmite un bit en particular es una comparación de los niveles de señal en las salidas de los filtros de paso de banda. Este tipo de demodulador es óptimo porque las características de los filtros de paso de banda son consistentes con las características de la señal deseada. Para procesar señales FSK incoherentes sobre un fondo de ruido blanco gaussiano, se utilizan demoduladores, cuyo principio es aislar las envolventes de las señales con las frecuencias de marca y espacio y luego compararlas para tomar una decisión. Las desventajas de tales demoduladores son la baja inmunidad al ruido al recibir una señal FSK en condiciones de otros tipos de interferencia y la presencia de una relación entre la forma de la respuesta amplitud-frecuencia (AFC) del filtro, lo que garantiza la máxima atenuación del ruido. nivel y su ancho de banda óptimo. Debido a la presencia de ruido, las señales en los canales del detector de envolvente cambian lentamente. funciones aleatorias tiempo. Para comparar los niveles de estas envolventes en los canales de marca y espacio, no es práctico utilizar un umbral de comparación fijo. En este sentido se han utilizado detectores con umbrales variables cuyas características están optimizadas en relación con las características de la señal útil. La variedad de formas de señales FSK conduce a la necesidad de seleccionar una solución de circuito demodulador para procesarlas. Por tanto, las señales MSK han encontrado un uso generalizado para transmitir información discreta en canales de comunicación por radio. La demodulación de dichas señales se realiza sobre la base de un detector de frecuencia estándar (SFD) o dispositivos receptores de cuadratura. El principio de funcionamiento de los dispositivos de recepción en cuadratura se basa en la selección de componentes en cuadratura de la señal MSK con su posterior procesamiento de acuerdo con uno u otro algoritmo. Con relaciones señal-ruido bajas, el SSD tiene baja inmunidad al ruido en comparación con los dispositivos de recepción en cuadratura. Actualmente, se están desarrollando dispositivos de recepción en cuadratura con mayor inmunidad al ruido a valores relativamente bajos de la relación señal-ruido (SNR) de entrada, de 0 a 5 dB. Varios trabajos presentan los resultados de una estimación teórica de la probabilidad de error de bit cuando estos demoduladores reciben señales MSK sobre un fondo de ruido blanco gaussiano. 90 Inmunidad al ruido de la recepción en cuadratura de señales FSK 91 Una evaluación de los resultados obtenidos muestra que el uso de dispositivos de recepción en cuadratura permite reducir el umbral SNR en 4,5-6 dB en comparación con la señal FSK, mientras que otros demoduladores inmunes al ruido (basados ​​en algoritmos optimos procesamiento, el principio de seguimiento instantáneo de frecuencia o procesamiento posterior a la detección) proporcionan una reducción en el umbral SNR de 2 a 3 dB. Para confirmar la inmunidad al ruido teóricamente declarada de los dispositivos de recepción en cuadratura desarrollados, se llevaron a cabo pruebas. estudios de modelado, en el que se evaluó la inmunidad al ruido de un dispositivo para la recepción sin umbral de señales MSK. El análisis de los resultados obtenidos mostró que el algoritmo propuesto nos permite sacar solo conclusiones cualitativas sobre la inmunidad al ruido del demodulador que se está desarrollando, sin embargo, debido a las restricciones introducidas para tener en cuenta la influencia del ruido en las características de una mezcla aditiva de Señal MSK y ruido blanco gaussiano este algoritmo no permite realizar una evaluación cuantitativa con suficiente fiabilidad. Para resolver el problema adecuadamente cuantificación Para garantizar la inmunidad al ruido de un dispositivo de recepción sin umbral, se utilizó un criterio diferente para tomar una decisión sobre la transmisión de un bit en particular. La esencia de este criterio es determinar la polaridad del bit en la señal recibida en la salida del integrador conectado al demodulador en estudio. Si cuando termina el chip, la señal en la salida del integrador tiene una polaridad positiva, entonces se toma la decisión de recibir el bit de marca, y si es negativo, entonces el espacio. Si la señal en la salida del integrador en el momento del final del paquete elemental tiene valor nulo, se concluye que hay un error. También se considera error aquellas situaciones en las que las polaridades de los bits en la señal original y recibida son diferentes. Como parte de un experimento modelo realizado en el entorno MathCAD, se determinó la dependencia de la probabilidad de error de bit en la salida del demodulador cuando pasa una mezcla aditiva de una señal MSK y ruido blanco gaussiano con diferentes valores SNR en la mezcla. analizado. Al mismo tiempo fueron elegidos las siguientes características mezcla de aditivos: la frecuencia central del espectro era 450 kHz de acuerdo con la frecuencia del segundo convertidor de frecuencia de los dispositivos receptores más utilizados; se eligió que el desplazamiento entre las frecuencias de marca y espacial, correspondiente al doble de la desviación de frecuencia, fuera de 4 kHz, lo cual es aceptable para el servicio de radiocomunicaciones; la relación señal-ruido en la mezcla de aditivos varió de 0 a 5 dB en pasos de 0,5 dB. Con esta elección de desviación de frecuencia, el número de mensajes en la señal útil durante una sola medición de la probabilidad de error de bit, dependiendo del número de muestras de tiempo en la señal en estudio, osciló entre 25 y 100, pero como el intervalo de observación teóricamente debería ser infinito, se realizó una serie de 100 mediciones con posterior promediación de los resultados obtenidos. Reducir la desviación de frecuencia a valores típicos del orden de 800 Hz resultó poco práctico debido a la necesidad aumento significante tiempo de máquina para crear y procesar una señal con el mismo número de chips. La figura muestra las curvas de umbral del dispositivo de recepción en cuadratura para varios numeros muestras de tiempo en la mezcla aditiva de entrada de señal MSK y ruido blanco gaussiano. 92 92 Fig. Dependencia de la probabilidad de error de bit Pe en la salida de un dispositivo para la recepción sin umbral de señales MSK de la SNR 2 para varias cantidades el tiempo cuenta: en la mezcla de aditivos de entrada hay entre 1 y 100 mil cuentas; 2-200 mil; 3-300 mil; 4-400 mil; 5-500 mil; 6 - dependencia teórica. Un análisis comparativo de las curvas del modelo obtenidas con la dependencia teórica muestra que un aumento en el volumen de la muestra, correspondiente a un aumento en la duración del intervalo de observación, conduce a que la curva umbral del modelo se acerque a la teórica. uno (Fig., dependencia 6), ya con volúmenes de muestra superiores a 400 mil muestras (Fig., dependencias 4, 5), el modelo y las curvas teóricas prácticamente coinciden. Las curvas del modelo 1-3 en la figura no describen la inmunidad real al ruido del demodulador, ya que se encuentran por debajo de la dependencia teórica indicada, lo que se explica por el tamaño de muestra insuficiente y el corto intervalo de observación. Por lo tanto, los resultados obtenidos indican una inmunidad al ruido verdaderamente aumentada del demodulador desarrollado en la región del umbral en comparación con los demoduladores existentes, lo que es la base para futuros experimentos físicos. Referencias 1. Watson B. FSK: señales y demodulación // Watkins-Johnson Company. URL: www.wj.com Inmunidad al ruido de la recepción en cuadratura de señales FSK 93 2. Kantor L. Ya., Dorofeev V. M. Inmunidad al ruido de la recepción de señales de FM. M., 1977. 3. Garanin A. S. Demodulador de señales codificadas por desplazamiento de frecuencia: autor. fecha URSS No. 1461358 IPC N04 L27/14 de fecha 01/04/85. 4. Karlov A. M., Volkhonskaya E. V., Avdeev E. N. Método de recepción en cuadratura de señales codificadas por desplazamiento de frecuencia con un desplazamiento mínimo: Pat. para la invención No. 2192101 del 13 de julio de 1999 7H 04 L 27/14. 5. Karlov A. M., Volkhonskaya E. V. Dispositivo para la recepción en cuadratura de señales codificadas por desplazamiento de frecuencia: Pat. para un invento. N° 2247474 de 19 de junio de 2003 MPK7 H 04 L 27/14. 6. Karlov A. M., Volkhonskaya E. V., Ivanov E. V. Dispositivo para la recepción en cuadratura de señales codificadas por desplazamiento de frecuencia: Pat. para un invento. N° 2425457 de 27 de julio de 2010. Sobre los autores Elena Vyacheslavovna Volkhonskaya - Doctora en Ingeniería. Ciencias, prof., Universidad Federal del Báltico. I. Kanta, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Evgeniy Vladimirovich Korotey - mayor Profesor de la Universidad Federal del Báltico. I. Kanta, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Evgeniy Valentinovich Ivanov - director de proyectos, Ecosolders LLC. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Acerca de los autores Dra. Elena Volkhonskaya - Prof., Universidad Federal del Báltico I. Kant, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Evgeny Korotey - culo. prof., I. Universidad Federal Kant Báltica, Kaliningrado. Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Evgeny Ivanov - director de proyecto Ecosolders Ltd. Correo electrónico: kld. [correo electrónico protegido] 93

INGENIERÍA RADIO Y ELECTRÓNICA, 2013, tomo 58, núm. 11, pág. 1136-1142

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Universidad Técnica Nacional de Vinnitsa Ucrania, 21021 Vinnitsa, autopista Khmelnytskoe, 95 Correo electrónico: [correo electrónico protegido] Recibido por el editor el 16 de enero de 2013.

Una evaluación analítica de la inmunidad al ruido de la inmitancia. elementos lógicos(ILE), implementado sobre la base de un convertidor de inmitancia generalizada (GIC) de transistor. Se muestra que dicha evaluación está determinada por la influencia de: interferencias estáticas: cambios en la temperatura y el voltaje de suministro; interferencia de alta frecuencia- cambio de potencia y frecuencia de las vibraciones de referencia; interferencia de inmitancia: un cambio en los componentes reales e imaginarios de la inmitancia convertida, así como interferencia interna asociada con la inestabilidad potencial del OPI. Para una evaluación analítica de la inmunidad al ruido de ILE, se propone utilizar coeficientes de inmunidad relativa al ruido para los niveles de inmitancia lógico "0" - yC y lógico "1" - yL, que tienen un rango de variación aceptable 0<уC < 1 и 0 <уL < 1. Проведена количественная оценка помехоустойчивости. В результате определено, что в диапазоне опорной частоты 0.4...1.5 ГГц ИЛЭ обладает более 80% запасом помехоустойчивости от нестабильности величины мнимой составляющей высокодобротного входного иммитанса, а при 30%-ном изменении напряжения питания и 40%-ном - температуры запас помехоустойчивости уменьшается не более чем на 5%.

B01: 10.7868/80033849413110090

INTRODUCCIÓN

La inmunidad al ruido de los elementos lógicos digitales es una de las principales características que determinan la confiabilidad de cualquier sistema diseñado. Para los elementos lógicos de pulsos de video modernos de alta velocidad y los circuitos basados ​​​​en ellos, la solución del problema se vuelve más complicada debido al hecho de que el tiempo de conmutación de los elementos lógicos, que determina el rendimiento del circuito en su conjunto, se vuelve proporcional a la señal. Tiempo de propagación en líneas de comunicación internas y externas. En este caso, un pulso de dicha interferencia en la línea puede percibirse como una señal verdadera, como resultado de lo cual se puede alterar el funcionamiento del sistema. Los tipos de tales interferencias y los métodos para combatirlas en relación con elementos y circuitos lógicos de pulsos de video se analizan en detalle en los trabajos. Una de las formas propuestas de aumentar la inmunidad al ruido estático frente al ruido externo es aumentar los valores de los voltajes de conmutación del umbral de entrada y la diferencia lógica de los voltajes de entrada. La desventaja de este método es la necesidad de aumentar el voltaje de suministro y el deterioro del rendimiento de la etapa de entrada del circuito lógico. Más

Más problemáticos son los métodos propuestos para aumentar la inmunidad al ruido dinámico.

Al desarrollar elementos lógicos de inmitancia (ILE) basados ​​en los principios de "immitancia difusa", que son de interés para los especialistas en el campo de la metrología y el diseño de circuitos de dispositivos de medición que funcionan con niveles de señal armónica de entrada inferiores a 10-4 W, el problema También surge la posibilidad de analizar su inmunidad al ruido.

1. FINALIDAD Y OBJETIVOS DE LA INVESTIGACIÓN

Los elementos lógicos de inmitancia y frecuencia de pulso tienen una inmunidad al ruido potencialmente mayor. Se llevó a cabo una evaluación comparativa cuantitativa de la inmunidad al ruido del primero. Por tanto, el propósito de la investigación en este trabajo es evaluar la inmunidad al ruido de elementos lógicos de inmitancia. Para lograrlo se han planteado las siguientes tareas: justificación y análisis de tipos de interferencia ILE; desarrollo de un aparato analítico para evaluar la inmunidad al ruido; Evaluación cuantitativa de la inmunidad al ruido de ILE en el rango de cambios en los factores desestabilizadores.

EVALUACIÓN DE LA INMUNIDAD AL RUIDO DE ELEMENTOS LÓGICOS DE INMANTANCIA

2. ANÁLISIS DE TIPOS DE INTERFERENCIA EN ELEMENTOS LÓGICOS INMEDIATOS

Como parámetro de información de un elemento lógico de inmitancia, a diferencia de los elementos lógicos de pulso de video, no se utiliza la magnitud de la corriente o el voltaje, sino la naturaleza del parámetro de inmitancia: resistencia activa diferencial positiva y negativa (^(+ ), ^(-)), capacitancia (C *+), C^) o inductancia (b(+), b(-)). Por lo tanto, el nivel lógico correspondiente no se establece por el valor cuantitativo del parámetro de inmitancia, sino solo por su carácter o signo, lo que aumenta la inmunidad al ruido del ILE.

Para evaluar cuantitativamente la inmunidad al ruido, en la primera etapa es necesario clasificar las principales interferencias externas e internas para dicho ILE. Teniendo en cuenta que se implementan sobre la base de transistores que funcionan como un convertidor de inmitancia generalizada (GIC) en modo lineal, la principal interferencia estática externa para ellos son los cambios en la temperatura del AG y el voltaje de suministro Dipit. Dado que el transistor debe funcionar en modo lineal, un cambio en la potencia de las oscilaciones de alta frecuencia que se le suministran por encima de un cierto nivel también puede provocar un cambio falso en el estado lógico del ILE. Por lo tanto, un cambio en la potencia de las oscilaciones de RF debe considerarse interferencia de RF. Un cambio en la frecuencia de estas oscilaciones conduce a un cambio en el coeficiente de conversión del transistor OPI y, como consecuencia, a un cambio en la inmitancia convertida del OPI en la salida del OPI, que caracteriza el estado lógico del ILE. En este sentido, un cambio en la frecuencia de las oscilaciones de HF A también debe considerarse como interferencia externa de alta frecuencia.

La inmitancia convertida en la entrada de OPI Shch,x puede constar de dos partes: el útil Zin0, que establece el nivel lógico, y la inmitancia A Zin, que puede provocar un funcionamiento incorrecto del ILE y que debe considerarse como interferencia de inmitancia. .

La interferencia y los métodos para reducir su influencia se analizan en. Para ILE, que utiliza un transistor que funciona en modo lineal, la interferencia más típica está asociada con la inestabilidad potencial del transistor; esto puede provocar la autoexcitación de ILE y, en consecuencia, un funcionamiento incorrecto del circuito.

Por tanto, los siguientes tipos de interferencias ILE deben considerarse decisivos: interferencias de temperatura - AT; interferencia del régimen - Aipit; interferencia de alta frecuencia - AR y D; interferencia de inmitancia - A Жвх; potencial interferencia de inestabilidad - AKn.

3. EVALUACIÓN ANALÍTICA DE LA INMUNIDAD AL RUIDO DE ELEMENTOS LÓGICOS DE INMANTANCIA

Realizaremos una evaluación analítica del nivel de interferencia ILE utilizando el ejemplo del elemento LS lógico de inmitancia más simple "NOT" (Fig. 1). Consiste en un inversor de inmitancia implementado sobre un transistor bipolar con un emisor común, a cuya entrada se conecta una inmitancia inductiva (“1 lógico”) o capacitiva (“0 lógico”).

La característica de transferencia de inmitancia de tal ILE se describe idealmente mediante la ecuación

>0 a 1t HH< 0,

[<0 при 1т Жвх > 0

y tiene la forma de una función escalonada A, como se muestra en la Fig. 1b.

Dado que el inversor de inmitancia usado funciona en un modo casi lineal (esto se garantiza cumpliendo con la condición del modo de pequeña señal 1tvkh< 10, где 1твх - амплитуда тока входного сигнала; 10 - постоянная составляющая входного тока транзистора), то преобразованный иммитанс инвертора Жвых связан с преобразуемым иммитансом ЖГ соотношением

^вХ = Жп - ЖпЖ21/(Ж22 + Жг), (1)

Zh12, Zh21, Zh22 - parámetros de inmitancia de OPI), que nos permite obtener una expresión analítica para el componente imaginario de la inmitancia convertida dependiendo de la inmitancia convertida Zg

TtZhout = 1t ^22 -

1t (Zh12Zh21) Yae (Zhp+) - Yae (Zh12Zh21) 1t (Zhp+) Rae2 (p+) + 1t2 (p+)"

1t(Zhvykh), Ohmio

B A \ * 1 \ 1t(Zhp) 1t(Zhgo)

4, 1 1t(Zhgoo) 1t(Zhgoh) /zh,■ A - U___ 1t(Zhgo1)

chico- /<*: "/я, "/Ж ул.

Arroz. 1. Diagrama esquemático (a) y característica de transferencia (b) del elemento XC lógico de inmitancia “NOT”.

La ecuación (2) describe la característica de transferencia de inmitancia de una ILE real. Los cálculos realizados con esta expresión mostraron que, a diferencia de la ideal, la función de transferencia de inmitancia B se desplaza con respecto al eje de ordenadas en una cantidad de 1shГГ1 (ver Fig. 1b). En la región, el convertidor de inmitancia generalizado tiene las propiedades de un convertidor de inmitancia y, por tanto, en este rango de inmitancia convertida, el circuito no implementa la función lógica “NO”. Por tanto, |1шжГ01| puede considerarse como una cantidad que caracteriza el límite de inmunidad absoluta al ruido del ILE. Encontramos su valor como resultado de resolver la ecuación IshWout (IshWg) = 0, con RaeZG = 0

ImWgol,o2 = Rae ±d/Rae2 - 4C IshW2

donde C = 1m Zh22(Rae2 Zh11 + 1m2 Zh11) - 1m(Zh12Zh21)Rae Zhp - Rae^Zh^tZhp.

La segunda raíz de la solución (3) indica la presencia de un segundo valor límite Wg02, hasta el cual se garantiza el funcionamiento del ILE. Diferencia

|1w^g02 - 1w^g0^ =

^Яе2 (Wl2W2l) - 4IшW22C

caracteriza el rango permitido de cambios en la inmitancia capacitiva de entrada, correspondiente al "0" lógico. Actitud

1sh^g02 - ImWg01 Yae

consideraremos como el coeficiente de cambio en el valor capacitivo del inmi-

EVALUACIÓN DE LA INMUNIDAD A LAS INTERFERENCIAS de los elementos lógicos de inmitancia

tansa, que tiene un rango de valores posibles de 0< Е,С < 1. В качестве коэффициента помехоустойчивости ИЛЭ по иммитансному уровню логического "0" используем величину

Yae(Zh12Zh21)D/Rhae2 (0^1) - 4C 1shZh22,

cuyo rango es 0<уС < 1. Чем больше значение ус, тем выше помехоустойчивость ИЛЭ.

El "1" lógico corresponde al valor inductivo de la inmitancia convertida 1шжГ > 0.

Como puede verse en el gráfico de la función de transferencia (ver Fig. 1b), en este caso el rango de trabajo de cambios en la inmitancia convertida es igual al infinito. Sin embargo, esta afirmación es cierta sólo para un único elemento lógico. Teniendo en cuenta que en la mayoría de las aplicaciones prácticas utilizamos

BOBYLEV DMITRY ALEXEEVICH, BOROVSKIKH LEONID PETROVICH - 2013

Filtro digital adaptado

Recepción coherente y no coherente

La figura 7.9b muestra un detector que se puede utilizar para detectar coherentemente cualquier señal digital. Un detector de correlación de este tipo suele denominarse detector de máxima verosimilitud.

En general, DPSK es menos eficiente que PSK porque en el primer caso, debido a la correlación entre señales, los errores tienden a propagarse (a tiempos de símbolos adyacentes). Vale la pena recordar que los esquemas PSK y DPSK se diferencian en que en el primer caso la señal recibida se compara con una señal de referencia ideal y en el segundo caso se comparan dos señales ruidosas. Tenga en cuenta que la modulación DPSK produce el doble de ruido que la modulación PSK. Por lo tanto, cuando se utiliza DPSK, se debe esperar el doble de tasa de error (3 dB) que con PSK; La calidad de la transmisión se deteriora bastante rápidamente a medida que disminuye la relación señal-ruido. La ventaja del esquema DPSK es la reducida complejidad del sistema.

La peculiaridad de un filtro adaptado es que su respuesta al impulso es una versión retardada de la imagen especular (rotación alrededor del eje t = 0) de la señal de entrada.

Figura 7.10. Filtro coincidente digital:

a) filtro adaptado discreto;

b) ejemplo de detección utilizando un filtro adaptado discreto.

En la figura 7.10b, donde las señales prototipo se representan como funciones del tiempo, vemos que la muestra más a la izquierda (amplitud igual a +1 del gráfico) s 1 (t) representa la muestra en el tiempo k = 0. Suponiendo que la señal s se transmitió 1 (t) y para simplificar la notación hemos despreciado el ruido, podemos escribir la muestra aceptada r(k) como s 1 (t). Las muestras llenan los bits del filtro coincidente y, al final de cada período de símbolo, el bit más a la derecha de cada registro contiene una muestra k = 0. Por esta razón, el correlacionador se puede implementar como un filtro coincidente.

En la Figura 7.10b, la detección que se produce después de la salida de la señal del filtro adaptado se lleva a cabo de la forma habitual. Para tomar una decisión binaria, las salidas Z i (k) se examinan en cada valor de k=N-l correspondiente al final del símbolo.

La Tabla 8.1 y la Fig. 7.11 muestran expresiones analíticas y gráficos de P in para los esquemas de modulación más comunes descritos anteriormente.

Tabla 7.1 - Probabilidad de error para varias modulaciones binarias

Figura 7.11 - Probabilidad de un bit erróneo para varios tipos de sistemas binarios