Algoritmy pro optimální zpracování při rozlišování binárních signálů. Kritéria pro posouzení odolnosti proti rušení. Digitální přizpůsobený filtr

Abychom porovnali odolnost proti šumu příjmu element po elementu a příjmu jako celku, odvodíme některé obecné vztahy. Nechť je výsledkem demodulace prvku tého kódového slova určitá hodnota. Při příjmu prvek po prvku v prvním rozhodovacím obvodu je každá z hodnot nahrazena symbolem „0“ (if) nebo „1“ (if), což vede k určité kombinaci kódů. U redundantního kódování může, ale nemusí být tato kombinace zahrnuta do počtu povolených (použitých v tomto kódu). V prvním případě se přímo převede na odpovídající písmeno zprávy. Ve druhém případě, v závislosti na konstrukci druhého rozhodovacího obvodu, je buď detekována chyba (následována automatickým požadavkem nebo jednoduše zaznamenáním přítomnosti chyby), nebo je chyba „opravena“, tj. přijatá kombinace kódů. je identifikován s nejbližší (Hammingovou) povolenou kombinací. V souladu s tím rozdělíme metody element po elementu na příjem s detekcí a příjem s opravou chyb. Obě metody jsou možné s jakýmkoli redundantním kódem.

V případě příjmu jako celku se veličiny násobí koeficienty a přijímaný signál je identifikován 1. písmenem abecedy zprávy, pokud

pro všechny .

Produkt v přítomnosti rušení je náhodná proměnná. Matematické očekávání této hodnoty (při vysílání tého písmena abecedy zpráv) je vždy kladné, protože při dostatečně malém rušení a při velmi silném rušení jsou pravděpodobnosti přibližně stejné. Při fluktuační interferenci, stejně jako ve většině případů u koncentrované interference, je hustota pravděpodobnosti této veličiny unimodální, to znamená, že má jedno maximum (obr. 10.4). V tomto případě je zpravidla hustota pravděpodobnosti v bodech větší než v bodech, tzn.

Pro impulsní hluk a další speciální typy rušení, může dojít k porušení této podmínky. Prozatím se omezíme na případ interference, u kterého můžeme předpokládat, že podmínka (10.17) je splněna. Lze jej rozšířit na součet několika hodnot (podle indexu), tj. lze konstatovat, že kdy

. (10.17a)

Budeme také předpokládat, že veličiny jsou vzájemně nekorelované.

Představme si následující zápis:

– pravděpodobnost, že během příjmu prvek po prvku je kombinace kódů přijata s chybou (bez ohledu na to, zda lze tuto chybu opravit nebo alespoň detekovat);

– pravděpodobnost, že při příjmu prvek po prvku s opravou maximálního možného počtu chyb došlo k neopravené chybě;

– pravděpodobnost, že kombinace je přijata nesprávně, když je přijata jako celek podle pravidla (10.15a);

– pravděpodobnost, že došlo k detekované chybě během příjmu element po elementu s detekcí chyby.

Dokažme následující větu:

Pro jakýkoli kód, pokud je splněna podmínka (10.17a), nerovnost platí

, (10.18)

Navíc se promění v rovnost pouze s kódem bez redundance.

Význam této věty spočívá v tom, že při kódování s redundancí je šumová imunita příjmu jako celku vyšší než šumová imunita příjmu prvek po prvku s opravou chyb, ale je nižší než odolnost proti šumu prvku po prvku. příjem s detekcí chyb a převzorkováním přes kanál zpětná vazba. V případě kódu bez redundance nemá technika jako celek žádné výhody oproti technice prvek po prvku.

Abychom to dokázali, předpokládejme, že je přenášena i-tá kombinace kódů, a uvažujme podmínky, za kterých ji implementace interference může změnit na určitou specifickou q-tá kombinace. V důsledku zpracování signálu byly získány hodnoty a byly vypočteny produkty a. Nechť Hammingova vzdálenost mezi dvěma uvažovanými kombinacemi je rovna . Pak jsou mezi koeficienty jen ty, které se neshodují s koeficienty u stejných indexů.

Při příjmu prvek po prvku dojde k detekované nebo nezjištěné chybě, pokud se alespoň jeden z těchto produktů ukáže jako negativní. Nazvěme tuto událost a označme její pravděpodobnost.

U techniky prvek po prvku s opravou chyb dojde k neopravené chybě, pokud se negativních ukáže více než produktů (odpovídajících tématům, pro která se neshodují). Je zřejmé, že při těchto hodnotách budou hodnoty kladné. Označme tuto událost a její pravděpodobnost.

U metody prvek po prvku s detekcí chyb (bez jejich opravy) dojde k nezjištěné chybě, pokud každý z produktů odpovídá těm, pro které se ukáže jako negativní. Nechť má tato událost pravděpodobnost.

Je zřejmé, že pokud nastane nějaká událost, pak se události a také vždy odehrají. Pokud nastane nějaká událost, pak se událost vždy odehraje. Odtud

Rovnosti se konají pouze pro , protože v tomto případě se události , a shodují.

Když je přijata jako celek, bude -tá kombinace přijata chybně, pokud jde o nějakou -tou kombinaci

, (10.20)

kde se sumace provádí nad těmi indexy, pro které , což je symbolicky znázorněno indexem pod znaménkem součtu. Splnění nerovnosti (10.20) označme jako událost a její pravděpodobnost označme .

Vzhledem k tomu, že bere pouze hodnoty, vyplývá z toho, že . Proto lze nerovnost (10.20) přepsat takto:

kde se sumace stále provádí pouze nad prvky, které se liší v - a

Kombinace.

Z (10.21) je zřejmé, že pokud nastane událost, pak událost nastane vždy, z čehož

Navíc k rovnosti dochází pouze tehdy a shodují se.

Pojďme to nyní dokázat. Na rozdíl od dříve diskutovaných případů na sebe události nenavazují. Mohou se odehrávat současně, ale jedna z těchto událostí může nastat i bez druhé. Vztahy mezi událostmi , , a jsou schematicky znázorněny na Obr. 10.5.

Událostí budeme označovat opak události . Pravděpodobnost a lze znázornit v následujícím tvaru

(10.23)

Abychom dokázali, že to stačí ukázat

(10.24)

Nechť je dána nějaká realizace veličin, pro které se událost odehrává a událost nekoná.

Rýže. 10.5. Vztahy mezi událostmi a

To znamená, že z uvažovaných produktů je polovina nebo více než polovina pozitivních a současně

Podívejme se nyní na „symetrickou“ implementaci: pro ty, pro které a pro ty, pro které . Pro novou implementaci je polovina nebo více než polovina uvažovaných produktů negativní, a proto platí. Na druhé straně a to znamená, že se nekoná., tedy, když kód nemá žádnou redundanci, což bylo potřeba prokázat. prvků, nerovnost (10,21) platí. Uvažujme všechny vzorky nedetekovatelných chyb, tedy těch, které převádějí přenášenou kombinaci na jinou povolenou kombinaci. Počet takových vzorků lze obvykle snížit na výpočet pravděpodobnosti chyby pro příjem diverzity.

POSOUZENÍ ODOLNOSTI PROTI HLUKU BINOMICKÝCH MODIFIKOVANÝCH KÓDŮ

Vývoj systémů automatizované ovládání vede ke komplikaci informačních subsystémů pro sběr a zpracování informací a ke zvýšení splňující požadavky na spolehlivost přenášených tokových dat technologický postup. Použití kódů odolných proti šumu pro přenos informací může výrazně snížit riziko příjmu nepravdivé informace zavedením redundance do přenášené zprávy. Schopnost kódu detekce chyb může být hodnocena pravděpodobností nedetekovatelné chyby, jejíž způsob výpočtu je uveden v. Práce posoudily odolnost různých kódů proti rušení a analyzovaly možnosti jejich použití v komunikačních kanálech s různou mírou asymetrie. Použití těchto kódů je doprovázeno komplikací kódovacích zařízení, a proto vede ke snížení spolehlivosti jejich provozu. Použití binomických kódů zvyšuje spolehlivost přenášené informace, a možnost konstrukce kódovacích a dekódovacích zařízení s vestavěnými systémy pro sledování správnosti jejich činnosti - pro zvýšení spolehlivosti provozu vysílacích a přijímacích zařízení. V pracích byly získány vztahy pro výpočet pravděpodobnosti nedetekovatelné chyby a bylo provedeno posouzení šumové odolnosti binomických kódů. Studie ukázaly, že binomické kódy nemohou vždy poskytnout požadovanou spolehlivost přenášených dat. Vztahy uvedené v práci umožňují konstruovat kódy založené na binomických kódech, které mají vyšší odolnost proti šumu.

S ohledem na výše uvedené je potřeba vyvinout algoritmy pro konstrukci kódů založené na binomických kódech, které mají vyšší chybovost. alarmující schopnost a získávání vztahů k posouzení jejich odolnosti proti hluku.

Článek zkoumá základy teorie binárního binomického počítání a získává vztahy pro určení počtu binomických čísel od 0 do jedniček. Pomocí naznačených vztahů lze tvrdit, že jakýkoli binomický kód konstruovaný na základě číselné soustavy s parametry n a může být reprezentován jako spojení sad kombinací kódů se stejným počtem jednotek. Tak je možné sestavit kód sestávající z čísel binomického číselného systému s parametry n a s určité množství Jednotky. Takový kód budeme nazývat binomicky upravený kód. Pokud se navíc kód skládá z různých podmnožin s různým počtem jednotek v kombinacích kódů, mohou se skládat různé kódy:

Tedy na základě binomické číselné soustavy s parametry n a můžete stavět

různé binomické modifikované kódy. Navíc jeden kód bude obsahovat všechna čísla číselné soustavy. Pokud se binomický upravený kód skládá z jedné podmnožiny s určitý počet jednotek, pak to bude rovnovážný kód délky a počtu jedniček, nebo rovnovážný kód délky a počtu jedniček s dalšími nulovými číslicemi až do délky.

Algoritmus pro kódování původní kombinace kódu s binomicky modifikovaným kódem je znázorněn na obrázku 1.

Pro vyhodnocení binomicky modifikovaných kódů použijeme vztahy získané v práci. Daný vzorec nám umožňuje odhadnout pravděpodobnost nedetekovatelné chyby pro binomický kód s parametry n A k. Při vyhodnocování binomicky modifikovaného kódu dochází k součtu pro podmnožiny s počtem jednotek, které jsou přítomny v daném kódu.

Vyhodnoťme odolnost proti šumu následujících kódů:

• - 1. binomický upravený kód (BMK č. 1), postavený na základě číselné soustavy s parametry n=8 A k=4, q=4(rovnovážný kód);
• - cyklický kód vytvořený pomocí kódotvorného polynomu (kód je uveden v tabulce 1);
• - 2. binomický upravený kód (BMK č. 2), postavený na základě číselné soustavy s parametry n=9 A k=6 a skládající se z kombinací s řadou jednotek q=1, q=3, q=5(kód je uveden v tabulce 2);
• - 3. binomický modifikovaný kód (BMK č. 3), postavený na základě číselné soustavy s parametry n=9 A k=6 a skládající se z kombinací s řadou jednotek q=2, q=6(kód je uveden v tabulce 3);
• - šestibitový přirozený kód s paritním bitem.

Tabulka 1 - Cyklické kód založený na polynomu

Tabulka 2 - Binomicky modifikovaný BMK kód č. 2

Tabulka 3 - Binomicky modifikovaný BMK kód č. 3.

Odhadneme pravděpodobnost nedetekovatelné chyby pro symetrické a asymetrické kanály s nezávislými chybami. Výsledky výzkumu jsou uvedeny na obrázcích 2,3.

Na základě výsledků výzkumu lze usoudit, že kdy určitou úroveň rušení v komunikačním kanálu, použití binomicky modifikovaných kódů poskytuje větší spolehlivost přenášených dat ve srovnání s použitím cyklického kódu. Kromě toho jsou binomicky modifikované kódy odolnější vůči šumu než kódy kontroly parity.

Článek tedy představuje algoritmus pro získání binomických modifikovaných kódů založených na binomických kódech. Jsou navrženy vztahy pro stanovení pravděpodobnosti nedetekovatelné chyby a je provedeno posouzení odolnosti vůči šumu binomicky modifikovaných kódů. Získané výsledky naznačují, že binomicky modifikované kódy poskytují vysokou schopnost detekce chyb v komunikačních kanálech s vysoká úroveň asymetrie.

BIBLIOGRAFIE

• 1. Borisenko A.A., Onanchenko E.L. Hodnocení šumové odolnosti neoddělitelných kódů
• 2. // Bulletin Sumy State University, 1994. -Ne 2. -S. 64-68.
• 3. Kulik I.A. Suprun A.V. K problematice hodnocení účinnosti principu většinového kódování // Bulletin of Sumy State University, 2002. - č. 12 (45). -S. 138-143.
• 4. Kulik I.A. Schopnost detekce chyb kódu s paritním bitem // Abstracts " Moderní metody kódování v elektronické systémy", 2002. - s. 38-39.
• 5. Berezhnaya O.V., Arbuzov V.V., Arbuzov M.V. K možnosti využití rovnovážných kódů v asymetrických komunikačních kanálech // Abstrakty zpráv „Moderní metody kódování v elektronických systémech“, 2004. - s. 65-66.
• 6. Grinenko V.V. Hodnocení šumové odolnosti binomických kódů // Bulletin of Sumy State University, 2002. - č. 1 (34). -S. 76-80.
• 7. Grinenko V.V. Hodnocení šumové odolnosti systémů přenosu dat na bázi binomie binární čísla// Bulletin Sumy State University, 2002. -č. 12(45). -S. 131-138.
• 8. Borisenko A.A. Základy teorie binomického počítání // Bulletin Sumy State University, 1999. -č. 1(12). -S. 71-73.

Integrace anténních systémů do konstrukční prvky pohybující se objekty Andrey Alekseevich Shpilevoy - Ph.D. fyzika a matematika vědy, docent, Baltská federální univerzita. I. Kanta, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] O autorech Viktor Ponimatkin - PhD, vedoucí vědecký pracovník, doc. Prof., I. Kant Baltic Federal University, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] Aleksey Tipikin - doktorand, MESC MMF "VMF", Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] 89 89 Andrey Shpilevoy - PhD, ass. prof., I. Kant Baltic Federal University, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] UDC 621.396.62 E. V. Volchonskaya, E. V. Korotey, E. V. Ivanov POSOUZENÍ ODOLNOSTI PROTI HLUKU PŘÍJMU SIGNÁLŮ FSK KVADRATURNÍM PŘIJÍMACÍM ZAŘÍZENÍM Srovnávací posouzení modelu a teoretických výstupních křivek závislosti bitové chyby na pravděpodobnosti bitů. bezprahový příjem signálů MSK byl prováděn na pozadí bílého gaussovského šumu. Ukázáno, to tato metoda zpracování poskytuje deklarovanou zvýšenou odolnost proti šumu příjmu v prahové oblasti ve srovnání se stávajícími demodulátory. Vyhodnocení srovnání modelu a teoretických křivek pravděpodobnosti bitová chyba na výstupu neohraničeného přijímacího zařízení MSK-signálů v přítomnosti bílého Gaussova šumu. Ukazuje se, že tento způsob zpracování signálu poskytuje deklarovanou hodnotu stability šumu v kritických hodnotách oblasti SNR ve srovnání se stávajícími demodulátory. Klíčová slova: klíčování frekvenčním posunem, bezprahový příjem, odolnost proti šumu, pravděpodobnost bitové chyby. Klíčová slova: frekvenční manipulace, neomezený příjem, stabilita šumu, poměr bitové chyby. Signály FSK (frequency shift key) a jejich modifikace CPFSK (continuous phase FSK), a zejména MSK (minimum shift key), byly nalezeny široké uplatnění v přenosových systémech diskrétní informace a moderní digitální komunikace. Demodulace signálu tohoto typu se zpravidla provádí buď na bázi frekvenčního detektoru nebo na bázi filtrů. Demodulátory prvního typu jsou oblíbené kvůli jednoduchosti návrhu obvodu, ale nastavení nejsou k dispozici Volkhonskaya E.V., Korotey E.V., Ivanov E.V., Bulletin Baltské federální univerzity 2013. I. Kant. 2013. Vydání. 4. s. 89-93. E. V. Volkhonskaya, E. V. Korotey, E. V. Ivanov 90 vysoká odolnost proti rušení ve srovnání s potenciálem. Navíc tyto demodulátory najdou omezené použití při práci se signály FDM (multiplexování s frekvenčním dělením) a nepoužívají se při práci se signály DFSK (klíč dvojitého posunu frekvence). Demodulátory druhého typu umožňují snížit pravděpodobnost bitové chyby při přenosu diskrétní informace komunikačním kanálem. Pro zpracování koherentních FSK signálů se používají demodulátory založené na pásmových filtrech naladěných na značkové a prostorové frekvence, odpovídající přenosu binární „1“ a „0“ v systémech pro přenos diskrétních informací na pozadí bílého Gaussova šumu. Kritériem pro rozhodnutí, zda přenést konkrétní bit, je porovnání úrovní signálu na výstupech pásmových filtrů. Tento typ demodulátoru je optimální v tom, že charakteristiky pásmových filtrů jsou konzistentní s charakteristikami požadovaného signálu. Pro zpracování nekoherentních FSK signálů na pozadí bílého Gaussova šumu se používají demodulátory, jejichž principem je izolovat obálky signálů se značkovou a prostorovou frekvencí a následně je porovnat pro rozhodnutí. Nevýhodou takových demodulátorů je nízká odolnost proti šumu při příjmu signálu FSK v podmínkách jiných typů rušení a přítomnost vztahu mezi tvarem amplitudově-frekvenční odezvy (AFC) filtru, který zajišťuje maximální útlum šumu. úroveň a její optimální šířku pásma. Kvůli přítomnosti šumu se signály v kanálech detektoru obálek pomalu mění náhodné funkcečas. Pro porovnání úrovní těchto obálek ve značkových a prostorových kanálech není praktické používat pevnou prahovou hodnotu komparátoru. V tomto ohledu byly použity detektory s proměnnými prahovými hodnotami, jejichž charakteristiky jsou optimalizovány ve vztahu k charakteristikám užitečného signálu. Různorodost tvarů signálů FSK vede k potřebě vybrat řešení obvodu demodulátoru pro jejich zpracování. Signály MSK tedy našly široké použití pro přenos diskrétních informací v rádiových komunikačních kanálech. Demodulace takových signálů se provádí na základě standardního frekvenčního detektoru (SFD) nebo kvadraturních přijímacích zařízení. Princip činnosti kvadraturních přijímacích zařízení je založen na výběru kvadraturních složek signálu MSK s jejich následným zpracováním podle toho či onoho algoritmu. Při nízkém poměru signálu k šumu má SSD ve srovnání s kvadraturními přijímacími zařízeními nízkou odolnost proti šumu. V současné době probíhá vývoj kvadraturních přijímacích zařízení se zvýšenou odolností proti šumu při relativně nízkých hodnotách poměru vstupního signálu k šumu (SNR) - od 0 do 5 dB. Řada prací prezentuje výsledky teoretického odhadu pravděpodobnosti bitové chyby, když tyto demodulátory přijímají signály MSK na pozadí bílého Gaussova šumu. 90 Odolnost vůči šumu kvadraturního příjmu signálů FSK 91 Z posouzení získaných výsledků vyplývá, že použití zařízení kvadraturního příjmu umožňuje snížit prahovou hodnotu SNR o 4,5-6 dB ve srovnání se signálem FSK, zatímco jiné demodulátory imunní vůči šumu (na základě optimálních algoritmů zpracování, princip okamžitého sledování frekvence nebo post-detekční zpracování) poskytují snížení prahového SNR o 2-3 dB. Aby se potvrdila teoreticky deklarovaná odolnost proti rušení vyvinutých kvadraturních přijímacích zařízení, byly provedeny testy. studie modelování, během níž byla posuzována odolnost proti šumu zařízení pro bezprahový příjem signálů MSK. Analýza získaných výsledků ukázala, že navržený algoritmus nám umožňuje vyvozovat pouze kvalitativní závěry o odolnosti vyvíjeného demodulátoru vůči šumu, avšak vzhledem k zavedeným omezením zohledňování vlivu šumu na vlastnosti aditivní směsi Signál MSK a bílý Gaussův šum tento algoritmus neumožňuje provést kvantitativní posouzení s dostatečnou spolehlivostí. Adekvátně vyřešit problém kvantifikace Pro zajištění odolnosti bezprahového přijímacího zařízení proti šumu bylo pro rozhodnutí o přenosu konkrétního bitu použito jiné kritérium. Podstatou tohoto kritéria je určení polarity bitu v přijímaném signálu na výstupu integrátoru připojeného ke studovanému demodulátoru. Pokud v době, kdy čip skončí, má signál na výstupu integrátoru kladnou polaritu, pak je rozhodnuto přijmout bit značky, a pokud je záporný, pak mezeru. Pokud signál na výstupu integrátoru v okamžiku konce čipu má nulová hodnota, dochází se k závěru, že došlo k chybě. Za chybu se také považují situace, kdy jsou polarity bitů v původním a přijatém signálu odlišné. V rámci modelového experimentu provedeného v prostředí MathCAD byla zjištěna závislost pravděpodobnosti bitové chyby na výstupu demodulátoru, když jím prochází aditivní směs signálu MSK a bílého Gaussova šumu s různými hodnotami SNR ve směsi. analyzovány. Zároveň byli vybráni následující charakteristiky aditivní směs: střední frekvence spektra byla 450 kHz v souladu s frekvencí druhého frekvenčního měniče široce používaných přijímacích zařízení; posun mezi značkovým a prostorovým kmitočtem, odpovídající dvojnásobku frekvenční odchylky, byl zvolen na 4 kHz, což je přijatelné pro servisní radiokomunikace; poměr signálu k šumu v aditivní směsi se měnil od 0 do 5 dB v krocích po 0,5 dB. Při této volbě frekvenční odchylky se počet zpráv v užitečném signálu během jednoho měření pravděpodobnosti bitové chyby v závislosti na počtu časových vzorků ve studovaném signálu pohyboval od 25 do 100, ale protože interval pozorování by teoreticky měl být nekonečné, byla provedena série 100 měření s následným zprůměrováním získaných výsledků. Snížení frekvenční odchylky na typické hodnoty v řádu 800 Hz se ukázalo jako nepraktické kvůli potřebě výrazné zvýšení strojový čas pro vytvoření a zpracování signálu se stejným počtem čipů. Obrázek ukazuje prahové křivky kvadraturního přijímacího zařízení pro různá číslačasové vzorky ve vstupní aditivní směsi signálu MSK a bílého Gaussova šumu. 92 92 Obr. Závislost pravděpodobnosti bitové chyby Pe na výstupu zařízení pro bezprahový příjem signálů MSK na SNR 2 pro různá množstvíčas počítá: ve vstupní aditivní směsi je to 1-100 tisíc počtů; 2-200 tisíc; 3-300 tisíc; 4-400 tisíc; 5-500 tisíc; 6 - teoretická závislost Srovnávací analýza získaných modelových křivek s teoretickou závislostí ukazuje, že nárůst objemu vzorku, odpovídající prodloužení doby pozorování, vede k přiblížení modelové prahové křivky teoretické. jedna (obr., závislost 6), již při objemech vzorků přes 400 tisíc vzorků (obr., závislosti 4, 5) se modelové a teoretické křivky prakticky shodují. Modelové křivky 1-3 na obrázku nepopisují skutečnou šumovou odolnost demodulátoru, protože leží pod uvedenou teoretickou závislostí, což je vysvětleno nedostatečnou velikostí vzorku a krátkým pozorovacím intervalem. Získané výsledky tedy naznačují skutečně zvýšenou odolnost proti šumu vyvinutého demodulátoru v prahové oblasti ve srovnání se stávajícími demodulátory, což je základem pro další fyzikální experimenty. Literatura 1. Watson B. FSK: signály a demodulace // Watkins-Johnson Company. URL: www.wj.com Odolnost vůči šumu kvadraturního příjmu signálů FSK 93 2. Kantor L. Ya., Dorofeev V. M. Odolnost vůči šumu příjmu signálů FM. M., 1977. 3. Garanin A. S. Demodulátor klíčovaných signálů s frekvenčním posunem: autor. datum SSSR č. 1461358 IPC N04 L27/14 ze dne 04.01.85. 4. Karlov A. M., Volkhonskaya E. V., Avdeev E. N. Metoda kvadraturního příjmu klíčovaných signálů s frekvenčním posunem s minimálním posunem: Pat. pro vynález č. 2192101 ze dne 13. července 1999 7H 04 L 27/14. 5. Karlov A. M., Volkhonskaya E. V. Zařízení pro kvadraturní příjem klíčovaných signálů s frekvenčním posunem: Pat. za vynález. č. 2247474 ze dne 19. června 2003 MPK7 H 04 L 27/14. 6. Karlov A. M., Volchonskaja E. V., Ivanov E. V. Zařízení pro kvadraturní příjem klíčovaných signálů s frekvenčním posunem: Pat. za vynález. č. 2425457 ze dne 27.7.2010. O autorech Elena Vyacheslavovna Volkhonskaya - doktorka inženýrství. vědy, prof., Baltská federální univerzita. I. Kanta, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] Evgeniy Vladimirovič Korotey - senior Přednášející na Baltské federální univerzitě. I. Kanta, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] Evgeniy Valentinovich Ivanov - projektový manažer, Ecosolders LLC. E-mailem: [e-mail chráněný] O autorech Dr Elena Volkhonskaya - prof., I. Kant Baltic Federal University, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] Evgeny Korotey - zadek. prof., I. Kant Baltic Federal University, Kaliningrad. E-mailem: [e-mail chráněný] Evgeny Ivanov - projektový manažer Ecosolders Ltd. E-mail: kld. [e-mail chráněný] 93

RADIOTECHNIKA A ELEKTRONIKA, 2013, ročník 58, č. 11, str. 1136-1142

^ FYZIKÁLNÍ PROCESY

V ELEKTRONICKÝCH ZAŘÍZENÍCH

© 2013 L. B. Lishchinskaya

Národní technická univerzita Vinnitsa Ukrajina, 21021 Vinnitsa, dálnice Khmelnitskoe, 95 E-mail: [e-mail chráněný] Obdržela redakce 16. ledna 2013.

Analytické posouzení odolnosti imitance vůči šumu logické prvky(ILE), implementovaný na bázi tranzistorového zobecněného immitance převodníku (GIC). Ukazuje se, že takové posouzení je určeno vlivem: statické interference - změn teploty a napájecího napětí; vysokofrekvenční rušení- změna výkonu a frekvence referenčních vibrací; imitance interference - změna reálné a imaginární složky převáděné imitace a také vnitřní interference spojená s potenciální nestabilitou OPI. Pro analytické posouzení odolnosti proti šumu ILE se navrhuje použít relativní koeficienty odolnosti proti šumu pro úrovně imitance logické "0" - yC a logické "1" - yL, které mají přijatelný rozsah variace 0<уC < 1 и 0 <уL < 1. Проведена количественная оценка помехоустойчивости. В результате определено, что в диапазоне опорной частоты 0.4...1.5 ГГц ИЛЭ обладает более 80% запасом помехоустойчивости от нестабильности величины мнимой составляющей высокодобротного входного иммитанса, а при 30%-ном изменении напряжения питания и 40%-ном - температуры запас помехоустойчивости уменьшается не более чем на 5%.

B01: 10,7868/80033849413110090

ÚVOD

Odolnost digitálních logických prvků proti rušení je jednou z hlavních charakteristik, které určují spolehlivost jakéhokoli navrženého systému. U moderních vysokorychlostních video-pulsních logických prvků a obvodů na nich založených se řešení problému stává složitějším v důsledku skutečnosti, že spínací čas logických prvků, který určuje výkon obvodu jako celku, se stává úměrným signálu. doba šíření ve vnitřních a vnějších komunikačních linkách. V tomto případě může být impuls takového rušení ve vedení vnímán jako skutečný signál, v důsledku čehož může být narušen provoz systému. V práci jsou podrobně rozebrány typy takového rušení a způsoby jejich potírání ve vztahu k videopulsním logickým prvkům a obvodům. Jedním z navrhovaných způsobů, jak zvýšit odolnost proti statickému šumu vůči vnějšímu šumu, je zvýšení hodnot vstupních prahových spínacích napětí a logického rozdílu vstupních napětí. Nevýhodou tohoto způsobu je nutnost zvýšení napájecího napětí a zhoršení výkonu vstupního stupně logického obvodu. Více

Problematičtější jsou metody navržené pro zvýšení odolnosti proti dynamickému šumu.

Při vývoji imitančních logických prvků (ILE) založených na principech „fuzzy imitance“, které jsou předmětem zájmu specialistů v oblasti metrologie a obvodového návrhu měřicích zařízení pracujících na úrovních vstupních harmonických signálů nižších než 10-4 W, vzniká problém vyvstává také analýza jejich odolnosti proti rušení.

1. ÚČEL A CÍLE VÝZKUMU

Pulsně-frekvenční a imitanční logické prvky mají potenciálně vyšší odolnost proti šumu. V r bylo provedeno kvantitativní srovnávací posouzení odolnosti proti rušení u prvně jmenovaného. Účelem výzkumu v této práci je proto posouzení odolnosti immitančních logických prvků proti rušení. K jeho dosažení byly stanoveny následující úkoly: zdůvodnění a analýza typů interference ILE; vývoj analytického přístroje pro hodnocení odolnosti proti hluku; kvantitativní hodnocení šumové imunity ILE v rozsahu změn destabilizujících faktorů.

POSOUZENÍ ODOLNOSTI PROTI HLUKU PRVKŮ IMANTANCE LOGICKÉHO LOGICKÉHO PRVKU

2. ANALÝZA TYPŮ RUŠENÍ V BEZPROSTŘEDNÍCH LOGICKÝCH PRVKŮCH

Jako informační parametr immitančního logického prvku se na rozdíl od videopulzních logických prvků nepoužívá velikost proudu nebo napětí, ale povaha parametru imitance: diferenciální kladný a záporný aktivní odpor (^(+ ), ^(-)), kapacita (C *+), C^) nebo indukčnost (b(+), b(-)). Odpovídající logická úroveň je tedy nastavena nikoli kvantitativní hodnotou parametru imitance, ale pouze jeho charakterem nebo znaménkem, což zvyšuje odolnost ILE proti šumu.

Pro kvantitativní posouzení odolnosti proti šumu je v první fázi nutné klasifikovat hlavní vnější a vnitřní rušení pro takové ILE. Vzhledem k tomu, že jsou realizovány na bázi tranzistorů pracujících jako zobecněný imitanční převodník (GIC) v lineárním režimu, jsou pro ně hlavním externím statickým rušením změny teploty AG a napájecího napětí Dipit. Vzhledem k tomu, že tranzistor musí pracovat v lineárním režimu, může změna výkonu vysokofrekvenčních kmitů, které jsou mu přiváděny nad určitou úroveň, také vést k falešné změně logického stavu ILE. Proto by změna výkonu vf oscilací měla být považována za vysokofrekvenční rušení. Změna frekvence těchto kmitů vede ke změně převodního koeficientu tranzistoru OPI a v důsledku toho ke změně převedené imitance OPI na výstupu OPI, která charakterizuje logický stav OPI. ILE. V tomto ohledu je třeba za vnější vysokofrekvenční rušení považovat i změnu frekvence VF kmitů A.

Převedená imitance na vstupu OPI Shch,x se může skládat ze dvou částí - užitečné Zin0, která nastavuje logickou úroveň, a imitance A Zin, která může vést k falešné činnosti ILE a která by měla být považována za rušení imitance. .

rušení a způsoby snížení jejich vlivu jsou diskutovány v. Pro ILE, který používá tranzistor pracující v lineárním režimu, je typičtější šum spojený s potenciální nestabilitou tranzistoru - to může vést k samobuzení ILE a následně k nesprávné činnosti obvodu.

Za rozhodující by tedy měly být považovány následující typy ILE interference: teplotní interference - AT; rušení režimu - Aipit; vysokofrekvenční rušení - AR a D; imitance interference - A Жвх; potenciální rušení nestability - AKn.

3. ANALYTICKÉ POSOUZENÍ ODOLNOSTI PROTI HLUKU IMANTANČNÍCH LOGICKÝCH PRVKŮ

Provedeme analytické posouzení hladiny hluku ILE na příkladu nejjednoduššího immitančního logického LS prvku „NOT“ (obr. 1). Skládá se z immitančního měniče implementovaného na bipolárním tranzistoru se společným emitorem, na jehož vstup je připojena indukční (logická „1“) nebo kapacitní (logická „0“) imitance.

Imitační přenosová charakteristika takového ILE je ideálně popsána rovnicí

>0 při 1t HH< 0,

[<0 при 1т Жвх > 0

a má tvar krokové funkce A, znázorněné na Obr. 1b.

Vzhledem k tomu, že použitý imitanční střídač pracuje v kvazilineárním režimu (to je zajištěno splněním podmínky režimu malého signálu 1tvkh< 10, где 1твх - амплитуда тока входного сигнала; 10 - постоянная составляющая входного тока транзистора), то преобразованный иммитанс инвертора Жвых связан с преобразуемым иммитансом ЖГ соотношением

^вХ = Жп - ЖпЖ21/(Ж22 + Жг), (1)

Zh12, Zh21, Zh22 - parametry imitace OPI), což nám umožňuje získat analytický výraz pro imaginární složku převedené imitace v závislosti na převedené imitaci Zg

TtZhout = 1t ^22 -

1t (Zh12Zh21) Yae (Zhp +) - Yae (Zh12Zh21) 1t (Zhp +) Rae2 (p +) + 1t2 (p +) "

1t (Zhvykh), Ohm

B A \ * 1 \ 1 t (Zhp) 1 t (Zhgo)

4, 1 1t (Zhgoo) 1t (Zhgoh) /zh,■ A - U___ 1t (Zhgo1)

g ( // /Uy- /<*: "/я, "/Ж ул.

Rýže. 1. Schematický diagram (a) a přenosová charakteristika (b) imitančního logického XC prvku „NOT“.

Rovnice (2) popisuje přenosovou charakteristiku imitance skutečného ILE. Výpočty provedené pomocí tohoto výrazu ukázaly, že na rozdíl od ideálního je přenosová funkce imitace B posunuta vůči ose pořadnice o hodnotu 1shГГ1 (viz obr. 1b). V oblasti má zobecněný imitanční převodník vlastnosti immitačního převodníku, a proto v tomto rozsahu převáděné imitance obvod neimplementuje logickou funkci „NOT“. Tedy |1шжГ01| lze považovat za veličinu charakterizující mez absolutní odolnosti proti rušení ILE. Jeho hodnotu zjistíme jako výsledek řešení rovnice IshWout (IshWg) = 0, přičemž RaeZG = 0

ImWgol,o2 = Rae ± d/Rae2 - 4C IshW2

kde C = 1m Zh22(Rae2 Zh11 + 1m2 Zh11) - 1m(Zh12Zh21)Rae Zhp - Rae^Zh^tZhp.

Druhá odmocnina řešení (3) indikuje přítomnost druhé mezní hodnoty Wg02, do které je provoz ILE zajištěn. Rozdíl

|1w^g02 – 1w^g0^ =

^Яе2 (Wl2W2l) - 4IшW22C

charakterizuje povolený rozsah změn vstupní kapacitní imitance, odpovídající logické „0“. přístup

1sh^g02 - ImWg01 Ano

budeme uvažovat jako koeficient změny kapacitní hodnoty převáděného immi-

POSOUZENÍ RUŠIVÉ IMUNITY logických prvků imitance

tansa, která má rozsah možných hodnot 0< Е,С < 1. В качестве коэффициента помехоустойчивости ИЛЭ по иммитансному уровню логического "0" используем величину

Yae(Zh12Zh21)D/Rhae2 (0^1) - 4C 1shZh22,

jehož rozsah je 0<уС < 1. Чем больше значение ус, тем выше помехоустойчивость ИЛЭ.

Logická "1" odpovídá indukční hodnotě převedené imitance 1шжГ > 0.

Jak je patrné z grafu přenosové funkce (viz obr. 1b), v tomto případě je pracovní rozsah změn převedené imitance roven nekonečnu. Toto tvrzení však platí pouze pro jeden logický prvek. Vzhledem k tomu, že ve většině praktických aplikací používáme

BOBYLEV DMITRY ALEXEEVICH, BOROVSKIKH LEONID PETROVICH - 2013

Digitální přizpůsobený filtr

Koherentní a nekoherentní příjem

Obrázek 7.9b ukazuje detektor, který lze použít ke koherentní detekci libovolného digitálního signálu. Takový korelační detektor se často nazývá detektor maximální věrohodnosti.

Obecně je DPSK méně efektivní než PSK, protože v prvním případě mají chyby v důsledku korelace mezi signály tendenci se šířit (do sousedních symbolových časů). Stojí za připomenutí, že schémata PSK a DPSK se liší v tom, že v prvním případě je přijímaný signál porovnáván s ideálním referenčním signálem a ve druhém případě jsou porovnávány dva zašuměné signály. Všimněte si, že modulace DPSK produkuje dvakrát více šumu než modulace PSK. Proto při použití DPSK počítejte s dvojnásobnou chybovostí (3 dB) než u PSK; kvalita přenosu se poměrně rychle zhoršuje, protože se snižuje odstup signálu od šumu. Výhodou schématu DPSK je snížená složitost systému.

Zvláštností přizpůsobeného filtru je, že jeho impulsní odezva je zpožděnou verzí zrcadlového obrazu (rotace kolem osy t = 0) vstupního signálu.

Obrázek 7.10. Digitální shodný filtr:

a) diskrétní přizpůsobený filtr;

b) příklad detekce pomocí diskrétního přizpůsobeného filtru.

Na obrázku 7.10b, kde jsou prototypové signály vyneseny jako funkce času, vidíme, že vzorek zcela vlevo (amplituda rovna +1 grafu) s 1 (t) představuje vzorek v čase k = 0. Za předpokladu, že signál s byl přenášeno 1 (t) a pro zjednodušení zápisu jsme zanedbali šum, můžeme přijatý vzorek r(k) zapsat jako s 1 (t). Vzorky vyplňují bity přizpůsobeného filtru a na konci každé periody symbolu obsahuje bit úplně vpravo každého registru vzorek k = 0. Z tohoto důvodu může být korelátor implementován jako přizpůsobený filtr.

Na obrázku 7.10b je detekce, která nastane po výstupu signálu z přizpůsobeného filtru, provedena obvyklým způsobem. K provedení binárního rozhodnutí jsou výstupy Z i (k) zkoumány při každé hodnotě k=N-l odpovídající konci symbolu.

Tabulka 8.1 a obr. 7.11 ukazují analytické výrazy a grafy P in pro nejběžnější modulační schémata popsaná výše.

Tabulka 7.1 - Pravděpodobnost chyby pro různé binární modulace

Obrázek 7.11 - Pravděpodobnost chybného bitu pro několik typů binárních systémů