Схему звукового генератора л 1123 ламповый. Общие принципы работы лампового генератора. Многоконтурные схемы ламповых генераторов для электротермии

Динамические характеристики в виде мгновенных амплитуд, фаз и частот можно получить на основе временных разрезов, обработанных с сохранением относительных амплитуд (СОА). Здесь обеспечи­вается учёт таких факторов, как геометрическое расхождение, поглощение и рассеивание энергии волны, отражение, преломление, а также влияние верхней части разреза. Временные разрезы ОГТ, полученные с сохранением относительных ампли­туд, служат исходным материалом для получения различных динамических параметров записей. Повышение детальности и разрешающей способ­ности при оценке динамических характеристик волн достигается с помощью преобразования Гильберта и использования аналитического сиг­нала

z(t) = s(t) + is1(t), где

z(t) - комплексная функция сигнала;

is1(t) - мнимая компонента сигнала;

s(t) - сопряженная компонента.

Согласно преобразованию Гильберта:

Применение способа, основанного на преобразова­нии аналитического сигнала, представляет ряд преимуществ при анализе сложных суммарных сигналов за счет оценки мгновенных (дифференци­альных) амплитуд, фаз и частот. Если сейсмиче­ская трасса

S(t) = A(t) · cosθ(t), где A(t) и θ(t) – соответственно, амплитуда и фаза записи, то сопряженная по Гильберту трасса определяется как

S1(t) = A(t) · sinθ(t), и тогда комплексная сейсмиче­ская трасса Z(t) = A(t) · exp. На основе данных соотношений оцениваются характеристики сейсмической записи:

Мгн. амплитуда;

Мгн. фаза;

Мгн. частота.

а) мгновенные ам­плитуды;

Амплитуды могут быть связаны с литологиче­скими изменениями на границах пла­стов; несо­гласными напластованиями; залежами нефти и газа.

б) мгновенные частоты и фазы;

Мгновенная фаза не зависит от интенсивности отражений и может быть использована: при выде­лении слабых когерентных отражений; выделении разрывов, сбросов; прослеживании выклиниваний.

Мгновенная частота позволяет выделить особенно­сти строения отражающих горизонтов с мало меняющимися акустическими жёсткостями. Ос­новное назначение этой характеристики: корреля­ция сложных отражений; локализация зон выкли­нивания, приводящих к большим изменениям частоты; выделение зон контактов углеводородов с водой - «плоское пятно». Смещение в сторону низких частот («низкочастотная тень») может наблюдаться на отражениях от горизонтов ниже газонасыщенных пород.

в) коэф-ты когерентности;

г) псевдоакустические характеристики – аку­стическая жесткость, коэф-т отражения, интер­вальная скорость.

Акустическая жёсткость резко возрастает на границе залежи и покрышки. Для газовой залежи изменения акустической жёсткости составляют 15-20%. На синтетических временных разрезах отчёт­ливо прослеживаются газовые залежи в виде эффекта «яркого пятна». На разрезах ПАК в раз­личных частотных диапазонах, как в низких, так и в высоких, отчётливо выделяются аномальные зоны, связанные с залежами. Мгновенные фазы – горизонтальная площадка газ-вода. Мгновенные амплитуды - повышенные значения - плотные органогенные постройки, пониженные значения амплитуд – газонасыщенные песчаники.

2. Геол-кая информативность динамиче­ских па­раметров. Признаки выделения нефтя­ных и газовых за­лежей.

Максимум мгновенной амплитуды дает возмож­ность количественно оценить перепад скоростей и плотность слоев, которые связаны с литологиче­скими изменениями или изменением характера водонасыщения.

Мгновенная фаза харак-ет абсолютное время каждого отсчета – мгновенного значения ампли­туды сейсмического сигнала. Разность времени прихода сигнала от двух границ отображается в разности мгновенных фаз. Частота переслаивания и характер напластования разреза харак-ются числом сбросов мгновенных фаз и их крутизной наклона.

Частота отражений тем выше, чем быстрее нарас­тает мгновенная фаза в ед. времени. Под видимой частотой понимают величину обратную видимому периоду записи. Видимая частота остается посто­янной в пределах сигнала. Преимущество мгно­венной частоты состоит в возможности непрерыв­ного изменения частотного состава сигналов как по времени, так и вдоль напластования – это позво­ляет проследить изменение литологии и нефтена­сыщения в продуктивных пластах.

Коэф-т когерентности отражений - количественно характеризует гладкость отражающих границ и характер изменения толщины пластов по латерали. От гладких, выдержанных границ наиболее высо­кие коэф-ты, наименьшие - от массивных тел. Коэф-т когерентности реагирует на локальные изменения толщины слоев, зоны выклинивания, линзовидные включения, границы клиноформ.

Признаки выделения нефтяных залежей:

1.От водонефтяного контакта наблюдается допол­нительное отражение, которое отчетливо видно на синтетическом временном разрезе и на разрезах амплитуд и мгновенных фаз. 2. Для отражений наблюдается понижение крутизны фаз. 3. На разрезах врез определяется по линзообразному отражению, а край залежи по клинообразному виду мгновенных фаз.

©2015-2019 сайт
Все права принадлежать их авторам. Данный сайт не претендует на авторства, а предоставляет бесплатное использование.
Дата создания страницы: 2016-02-12

Для простого гармонического колебания

набег фазы за какой-либо конечный промежуток времени от до равен

Отсюда видно, что при постоянной угловой частоте набег фазы за какой-либо промежуток времени пропорционален длительности этого промежутка.

С другой стороны, если известно, что набег фазы за время равен , то угловую частоту можно определить как отношение

если, конечно, имеется уверенность, что в течение рассматриваемого промежутка времени частота сохраняла постоянное значение.

Из (3.16) видно, что угловая частота есть не что иное, как скорость изменения фазы колебания.

Переходя к сложному колебанию, частота которого может изменяться во времени, равенства (3.15), (3.16) необходимо заменить интегральным и дифференциальным соотношениями

В этих выражениях - мгновенная угловая частота колебания; - мгновенная частота.

Согласно выражениям (3.17), (3.18) полную фазу высокочастотного колебания в момент t можно определить как

где первое слагаемое в правой части определяет набег фазы за время от начала отсчета до рассматриваемого момента - начальная фаза колебания (в момент ).

При таком подходе фазу , фигурирующую в выражении (3.1), следует заменить на .

Итак, общее выражение для вы сокочастотного колебания, амплитуда которого постоянна, т. е. , а аргумент модулирован, можно представить в форме

Соотношения (3.18), (3.19), устанавливающие связь между изменениями частоты и фазы, указывают на общность двух разновидностей угловой модуляции - частотной и фазовой.

Рис. 3.12. Представление высокочастотного колебания при угловой модуляции в виде качающегося вектора

Поясним соотношения на примере простейшей гармонической ЧМ, когда мгновенная частота колебания определяется выражением

где представляет собой амплитуду частотного отклонения. Для краткости в дальнейшем будем называть девиацией частоты или просто девиацией. Через и как и при АМ, обозначены несущая и модулирующая частоты.

Составим выражение для мгновенного значения колебания (тока или напряжения), частота которого изменяется по закону (3.21), а амплитуда постоянна.

Подставляя в (3.19) из уравнения (3.21), получаем

Выполнив интегрирование, найдем

Таким образом,

Фаза колебания, наряду с линейно-возрастающим слагаемым содержит еще периодическое слагаемое Это позволяет рассматривать как колебание, модулированное по фазе. Закон этой модуляции является интегральным по отношению к закону изменения частоты. Именно модуляция частоты по закону приводит к модуляции фазы по закону . Амплитуду изменения фазы

часто называют индексом угловой модуляции.

Заметим, что индекс модуляции совершенно не зависит от средней (немодулированной) частоты , а определяется исключительно девиацией и модулирующей частотой .

Рассмотрим теперь противоположный случай, когда стабильное по частоте и фазе колебание пропускается через устройство, осуществляющее периодическую модуляцию фазы по закону так что колебание на выходе устройства имеет вид

Какова частота этого колебания? Используя выражение (3.18), находим

Учитывая соотношение (3.24), приходим к выводу, что . Таким образом, гармоническая модуляция фазы с индексом эквивалентна частотной модуляции с девиацией .

Из приведенного примера видно, что при гармонической угловой модуляции по характеру колебания нельзя заключить, с какой модуляцией мы имеем дело - с частотной или фазовой. В обоих случаях вектор ОЛ, изображающий на векторной диаграмме модулированное колебание, качается относительно своего исходного положения таким образом, что угол (рис. 3.12) изменяется во времени по закону при фазовой модуляции, при частотной модуляции (когда ). Цифрами I, II, III и IV отмечено положение вектора ОА при

Иное положение при негармоническом модулирующем сигнале. В этом случае вид модуляции - частотной или фазовой - можно установить непосредственно по характеру изменения частоты и фазы во времени.

Покажем это на примере пилообразного модулирующего сигнала (рис. 3.13, а и г). Очевидно, что пилообразное изменение (рис. 3.13, б), по форме совпадающее с свидетельствует о наличии ЧМ, а такое же изменение (рис. 3.13, д) - о наличии ФМ.

Рис. 3.13. Сравнение функций при ЧМ и ФМ при пилообразном модулирующем сигнале

Цифровой широкополосный преобразователь Гильберта звуковых сигналов

Харитонов Владимир Борисович,

профессор, кандидат технических наук,

Зирова Юлия Константиновна,

аспирант кафедры звукотехники,

ведущий специалист отдела перспективных разработок ООО «Технощит СПб».

Санкт-Петербургский государственный университет кино и телевидения.

Для выполнения многих функций обработки звуковых сигналов полезен аналитический сигнал. Он состоит из вещественной и мнимой частей, сопряженных по Гильберту. Это означает, что все составляющие частотных спектров этих двух сигналов имеют фазы, различающиеся на . Для получе­ния пары сопряженных по Гильберту сигналов необходимо пропустить исходный сигнал через фазовраща­тель (преобразователь Гильберта).

Согласно теории модуляционных преобразований звуковых сигналов , если дополнить исходный сигнал сопряженным по Гильберту, то появится возможность управлять огибающей звукового сигнала, т. е. вмешиваться в процессы атаки и затухания звука или видоизменять динамические характеристики переда­ваемого сигнала. При обработке сигналов по их модулирующим функциям выделяют огибающую (ампли­тудную модулирующую функцию) и/или мгновенную частоту (частотную модулирующую функцию) сиг­нала, преобразовывают либо одну из модулирующих функций, либо обе и синтезируют измененный желае­мым образом сигнал. Безынерционное преобразование динамического диапазона – одна из возможностей практического применения теории модуляционного анализа-синтеза . При этом выделяют огибающую сигнала, воздействуют на нее с целью создания требуемого вида преобразования (лимитирования, компрес­сирования, экспандирования, шумоподавления ) и синтезируют сигнал по обработанной амплитудной модулирующей функции.

Для выделения амплитуды и фазы произвольного сигнала необходимо создать на его основе аналитический сигнал

(1)

Вещественная часть аналитического сигнала совпадает с исходным сигналом . Мнимая часть называется сопряженным сигналом или квадратурным дополнением. Сопряженный сигнал получается из исходного с помощью преобразования Гильберта. Вычисляется преобразование Гильберта следующим образом:

Данный интеграл представляет собой свертку сигнала и функции . Это означает, что преобразова­ние Гильберта может быть выполнено линейной системой с постоянными параметрами.

Частотная передаточная функция преобразователем Гильберта определяется следующим образом:

АЧХ преобразователя Гильберта равна единице всюду, кроме нулевой частоты, то есть преобразование Гильберта не меняет амплитудных соотношений в спектре сигнала, лишь удаляя из него постоянную со­ставляющую. Фазы всех спектральных составляющих в области положительных частот изменяются на ­–90º, в области отрицательных частот – изменяются на 90º.

Таким образом, устройство, осуществляющее преобразование Гильберта должно представлять собой иде­альный фазовращатель, вносящий на всех частотах фазовый сдвиг, равный ±90º.

Представив (1) в показательной форме, можно определить огибающую и мгновенную фазу сигнала

где -огибающая

и - мгновенная фаза

Дискретное преобразование Гильберта можно получить в результате дискретизации аналогового сигнала (1). Тогда вещественный сигнал можно представить в комплексной форме

где – номер отсчета;

И - n-отсчеты вещественной и мнимой частей аналитического сигналы,

Огибающая сигнала , вычисляемая, как следует из приведенных равенств, по формуле

,

Мгновенная фаза

,

производную от мгновенной фазы называют мгновенной частотой

Так же как и в аналоговом варианте, цифровые сигналы, фазы всех составляющих частотного спектра которых отличаются на , называют сопря­женными по Гильберту, а устройство формирования пары сопряженных сигналов – цифровым преоб­разователем Гильберта (ЦПГ).

Для достижения высокого качества безынерционного преобразования динамического диапазона звуковых сигналов на основе модулирующих функций ЦПГ должен в широкой полосе частот, от 32 Гц до 16 000 кГц, обеспечивать частотно-независимый фазовый сдвиг сигнала на с погрешностью порядка градуса. Величина фазовой погрешности выбирается такой, чтобы возникающие из-за нее пульсации мгновенной амплитуды тонального сигнала не были заметны на слух. При такой фазовой погрешности их уровень не превысит -80 дБ.

ЦПГ можно построить с помощью быстрого преобразования Фурье (БПФ) илина основе цифрового фильтра. Использование БПФ дает выигрыш с точки зрения вычислительных затрат, но для достижения высокого качества синтеза ЦПГ на паре БПФ необходимо решить ряд проблем: выбор весовой функции, окна анализа и метода перекрытия. Построение ЦПГ на основе цифрового фильтра уступает по вычислительным затратам, но гарантирует расчет точных характеристик преобразователя для определенного порядка фильтра без решения дополнительных проблем.

Возможны варианты построения реального ЦПГ в виде как рекурсивного (БИХ), так и нерекурсивного (КИХ) фильтра. Вариант на КИХ-фильтрах, обладающих строго линейной фазочастотной характеристикой, позволил бы с высокой точностью получить требуемый фазовый сдвиг, но амплитудно-частотная характеристика таких фильтров неравномерная. Синтез ЦПГ на основе КИХ-фильтра путем минимаксной аппроксимации АЧХ при неравномерности ±0,1% приводит к практически неприменимым результатам: для воспроизведения АЧХ с за­данной точностью требуется фильтр двухтысяного порядка. Для обеспечения работы устройства в ре­жиме реального времени ЦПГ 2000-го порядка не пригоден, так как требует выполнения 2 тыс. умножений для вычисления каждого отсчета выходного сигнала.

Рекурсивный ЦПГ можно реализовать на основе фазовых звеньев. Известны аналоговые широкополосные фазовращающие цепи, которые состоят из фазовых звеньев первого или второго порядка, сгруппированных в две параллельные цепи. Передаточная функция фазового звена первого порядка:

,

а его фазовая характеристика:

Для фазового звена второго порядка указанные функции имеют вид

Рис.1. Фазовые характеристики фазовых звеньев первого (слева), второго (справа) порядков и возможные частотные зависимости фазоразностных характеристик (снизу).

АЧХ таких звеньев горизонтальная, а ФЧХ неравномерная. Путем включения нескольких звеньев в параллельные цепи и подбором их параметров можно добиться в довольно широком частотном диапазоне воспроизведения требуемой ФЧХ с необходимой точностью. Графики фазовых характеристик для фазовых звеньев первого и второго порядка, а также возможные частотные зависимости фазовых характеристик широкополосных фазовращающих цепей представлены на рис. 1. Конструирование передаточной характеристики ЦПГ из фазовых звеньев второго порядка дает больше степеней свободы, поскольку появляется возможность варьировать не только значения частот, а еще и добротности звеньев. Но в этом случае усложнятся вычисления фазоразностной характеристики, т. к. функция арктангенса определена в диапазоне от до и превышения этих значений будут приво­дить к скачкам фазы. Появится необходимость отслеживать эти моменты и бороться с ними, что усложняет вычислительный алгоритм. С учетом этого для реализации ЦПГ были выбраны звенья 1-го порядка.

Для синтеза передаточной функции цифрового фазовращателя 1-го порядка удобно применить метод билинейного z -преобразования , который позволяет решить эту задачу, выполнив элементарные преобразования передаточной функции аналогового фильтра-прототипа. Получаемая методом билинейного z -преобразования передаточная функция цифрового фазового звена первого порядка равна:

где – параметр передаточной функции;

– соотношение между комплексными переменными p и z .

Равенство на всех частотах единице АЧХ, полученной в результате билинейного преобразования, сохраняется:

Билинейное Z -преобразование обеспечивает однозначное отображение p -плоскости на z -плоскость, однако из-за существенной деформации верхней части шкалы частот при пересчете аналоговых частот фильтра в цифровые, нельзя воспользоваться уже готовыми табличными значениями рассчитанных полюсов и нулей для аналоговых фазовращателей . В связи с этим была сформулирована и решена задача синтеза рекурсивного ЦПГ.

Решение задачи расчета рекурсивного ЦПГ сводится к нахождению коэффициентов его передаточной функции, обеспечивающих аппроксимацию фазоразностной характеристики в том или ином смысле (например, в среднеквадрати­ческом или минимаксном) при условиях:

§ - частота дискретизации;

§ - заданная фазоразностная характеристика;

§ - допустимая погрешность воспроизведения фазоразностной характеристики;

§ - граничная частота левой полосы задерживания;

§ - граничная частота правой полосы задерживания.

Обозначив аппроксимируемую фазоразностную характеристику через , где – дискрет­ный ряд частот, на которых вычисляются отклонения получаемой и заданной характеристик фильтра, – коэффициенты ЦПГ, квадрат суммарной ошибки на всех частотах можно представить следующим образом:

(2)

где ,

где k – номер варианта вектора коэффициентов;

- k–вариант вектора искомых коэффициентов.

Поиск наилучшего вектора коэффициентов можно рассматривать как оптимизационную задачу с целевой функцией E (k ). Целью оптимизации является, как и обычно, получение минимального значения целевой функции. Выбор минимизации по критерию среднеквадратической ошибки обусловлен тем, что она связана с меньшими вычислительными затратами .

В этом случае выражение для вычисления целевой функции можно представить следующим образом:

(3)

Программная реализация алгоритма минимизации квадрата ошибки (3) средствами компьютерной программы Matlab для двух звеньев дает результат, превышающий допустимую величину примерно в 1000 раз. Чем больше используется звеньев при заданном диапазоне частот, тем меньшую погрешность преобразования может обеспечить преобразователь Гильберта. Добавление двух звеньев уменьшит ошибку аппроксимации примерно вдвое. Нарастив число звеньев до четырнадцати, получаем требуемый результат (рис. 2).

Рис.2. Функция ошибки аппроксимации ЦПГ 14-го порядка.

Максимум ошибки аппроксимации ЦПГ 14-го порядка не превышает значения 0,001, что соответствует допустимому отклонению фазоразностной характеристики от на .

В таблице 1 представлены полученные в результате решения оптимизационной задачи значения коэффициентов ЦПГ 14-го порядка:

Таблица 1 .

Параметры передаточных звеньев

широкополосного преобразователя Гильберта звуковых сигналов.

Номер звена	Параметры звеньев, уменьшенные в 1.0 e +004 раз
1–3	0.00048518675766	0.00163055965752	0.00335740918799
	0.00626782752705	0.01137283355493	0.02044462431750
	0.03662898355173	0.06553963618113	0.11726697123668
10-12	0.21029737978017	0.38039733560797	0.70786036902878
13-14	1.45355676743930	4.87721714033418

Расчеты велись при повышенной в 4 раза, до 176 400 Гц, частоте дискретизации. Четырехкратная передискретизация связана с тем, что при исходной частоте дискретизации (44 100 Гц) и верхней граничной частоте ЦПГ 19 200 Гц часть полюсов цифровых фазовращателей 1–го порядка не могут быть реализованы, так как они находятся выше предела, устанавливаемого теоремой Котельникова (половина частоты дискретизации). Только четырехкратная передискретизация позволила получить заданную точность фазочастотной характеристики, причем последняя имела в рабочей полосе необходимое число колебаний (15) относительно номинального значения.

С учетом вышеизложенного перед Гильбертовским фильтром необходимо добавить элемент, который увеличит частоту дискретизации в четыре раза. Такой элемент состоит из экспандера частоты дискретизации (ЭЧД) и фильтра-интерполятора, выполняющего последующую обработку сигнала с выходной частотой дискретизации. ЭЧД, увеличивающий частоту дискретизации в m раз, представляет собой блок, который преобразует входной сигнал с частотой дискретизации в выходной сигнал с частотой дискретизации, равной добавляя m –1 нулевых отсчетов к каждому исходному. При этом спектр в полосе частот от нуля до остается прежним. Это означает, что он имеет периодический характер, причем период соответствует первоначальной частоте дискретизации 44 100 Гц. Наряду с передискретизацией, на фильтр можно возложить функцию ограничения полосы частот входного сигнала таким образом, чтобы она соответствовала полосе рабочих частот преобразователя Гильберта. Это означает, что фильтр-передискретизатор подавляет периоды спектра, кратные прежней частоте дискретизации, и оставляет только периоды, соответствующие новой частоте дискретизации. Наряду с подавлением периодов спектра, соответствующих первоначальной частоте дискретизации, на фильтр-интерполятор возлагается функция ограничения полосы частот обрабатываемого сигнала снизу и сверху и формирования рабочей полосы фильтра Гильберта. В этом случае составляющие входного сигнала, для которых фазовая разность имеет большую погрешность, окажутся достаточно ослабленными. Во временной области применение фильтра-интерполятора означает вычисление дополнительных 3 отсчетов между имеющимися в исходном сигнале вместо нулевых отсчетов, созданных ЭЧД.

В таблице 2 представлены коэффициенты фильтра-интерполятора, рассчитанного в программе Matlab по аналоговому прототипу фильтра Кауэра методом билинейного Z –преобразования при условиях:

§ – частота дискретизации;

§ – граничная частота левой полосы задерживания;

§ – граничная частота левой полосы пропускания;

§ – граничная частота правой полосы пропускания;

§ – граничная частота правой полосы задерживания;

§ – максимально допустимое отклонение в полосе пропускания.

Таблица 2.

Параметры звеньев фильтра-интерполятора 10-го порядка,

составленного из каскадного включения пяти звеньев 2-го порядка.

N звена	Параметры звеньев второго порядка
	1.80619588659576	0.81927182859481		0.45197100491919
	1.83283881254658	0.86679514572762		1.68625051264239
	1.86457715287801	0.92260492108346		1.83756375330890
	1.88887225352307	0.96313415417392		1.87757656530070
	1.90743227701583	0.98936448378843		1.88990634363506

Таким образом, средствами точной цифровой обработки сигналов возможно построение высокоточного широкополосного преобразователя Гильберта звуковых сигналов на основе цифрового фильтра.

Анализ известных методов синтеза цифровых фильтров показывает, что практическая реализация ЦПГ на основе фазовых звеньев оптимальна по сложности и вычислительным затратам.

Разработанный преобразователь Гильберта звуковых сигналов обеспечивает высокое качество пол у чаемого аналитического сигнала и таким образом может быть использован для реализации многих опер а ций обработки звука, в том числе для построения цифр о вых устройств модуляционного анализа-синтеза .

Литература.

1. Основы модуляционных преобразований звуковых сигналов/Ю.М. Ишуткин, В.К. Уваров; Под ред. В.К. Уварова: Монография. – СПб.: СПбГУКиТ, 2004.

2. Применение модуляционных преобразований звуковых сигналов: Монография/ В.К Уваров, В.М. Плющев, М.А. Чесноков; Под ред. В.К Уварова – СПб.: СПбГУКиТ, 2004.

3. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. -М.:Мир, 1978.

4. Справочник по расчету и проектированию ARC -схем / Букашкин С. А., Власов В. П., Змий Б. Ф. и др.; Под ред. А. А. Ланнэ. – М.: Радио и связь, 1984.

5. Мэтьюз, Джон, Г., Финк, Куртис, Д. Численные методы. Использование MATLAB . –М.: Издательский дом «Вильямс», 2001.

Современный радиоприемник трудно наладить без соответствующей измерительной аппаратуры. При этом в первую очередь необходим сигнал-генератор, т. е. генератор, создающий высокочастотные колебания в определенном диапазоне частот. С его помощью можно настроить резонансные усилители высокой и промежуточной частоты, проверить сопряжение контуров в супергетеродинном приемнике, определить собственную частоту колебательных контуров и провести ряд других измерений.

Принципиальная схема

Принципиальная схема снгнал-генератора приведена на рис. 1. Он состоит из генератора высокой частоты, генератора низкой частоты (модулятора), выпрямителя и выходного устройства. Прибор позволяет получать высокочастотные модулированные или немодулированные колебания, а также низкочастотные колебания с частотой порядка 400 гц. Диапазон частот сигнал-генератора 100 кгц — 16 Мгц разбит на следующие поддиапазоны:

• 100 - 250 кгц;
• 250 - 700 кгц;
• 700 - 2000 кгц;
• 2 - 5,5 Мгц
• 5,5 - 16 Мгц.

Величина выходного напряжения на выходе сигнал-генератора может достигать 0,8 — 1 В и зависит от добротности контуров. Питание прибора осуществляется от сети переменного тока напряжением 127 или 220 в.

Генератор высокой частоты выполнен на левом триоде лампы Л1 по трехточечной схеме с автотрансформаторной обратной связью. На каждом из поддиапазонов колебательный контур образован одной из катушек индуктивности L1— L5, одним из подстроечных конденсаторов С1— С5 и переменным конденсатором С7, Переход с одного поддиапазона на другой осуществляется с помощью переключателя В1. Постоянное напряжение на анод лампы подается через резистор R3. Плавное изменение частоты производится конденсатором переменной емкости С7. Функции гридлика выполняют конденсатор С6 и резисторы R1, R2. По высокой частоте анод лампы заземлен конденсатором С8,

Модулятор представляет собой обычный генератор звуковой частоты с емкостной обратной связью. В качестве контурной катушки используется обычный дроссель Др1 низкой частоты. Колебательный контур низкочастотного генератора образован катушкой дросселя Др1 и конденсаторами постоянной емкости СИ, С12.

Модулятор собран на правом триоде лампы Л1. Для уменьшения содержания гармоник (улучшения формы кривой низкочастотного напряжения) в катод правого триода включен резистор R12. Выключение звукового генератора производится выключателем В3.

В схеме сигнал-генератора применена анодная модуляция. Переменное напряжение низкой частоты с анода правого триода подается иа анод левого триода одновременно с питающим напряжением через резистор R3. Благодаря происходящим в лампе высокочастотного генератора нелинейным процессам и осуществляется процесс модуляции.

Выходное устройство снгнал-генератора состоит из плавного делителя R2, шкала которого разделена на 10 делений. Для дальнейшего уменьшения выходного напряжения служит ступенчатый делитель, образованный резисторами R4— R11. Каждая ячейка, содержащая два резистора, понижает напряжение в 10 раз.

Необходимое ослабление сигнала снимаемого с плавного делители (называемого иногда аттенюатором, т. е. ослабителем) в 1, 10, 100, 1000 и 10.000_раз производится переключателем В2. Например, при установке переключателя В2 в положение «10—1» на выходное гнездо ВЧ с резистора R5 поступает напряжение, равное десятой доле напряжения, снимаемого с потенциометра R2; девять десятых последнего напряжения гасится на резисторе R4, сопротивление которого в 9 раз превышает сопротивление правой части делителя между точками а— б.

Таким образом, четыре ячейки делителя позволяют уменьшить напряжение в 10 раз, что при установке плавного делителя в положение, соответствующее 0,1 в, позволяет получить наименьшее напряжение порядка 10 мкв.

Следует отметить, что в сигнал-генераторе простейшего типа амплитуда колебаний по диапазонам и в пределах каждого диапазона довольно сильно меняется, поэтому применение подобных делителей позволяет лишь косвенно судить о фактическом напряжении сигнал-генератора.

Резистор R1 служит для уменьшения влияния нагрузки сигнал-генератора на частоту колебаний. На рис. 1 указаны фактические значения сопротивлений резисторов R4— R11. Они подбираются из ближайших номиналов резисторов, выпускаемых нашей промышленностью.

Напряжение низкой частоты для проверки различных усилительных низкочастотных устройств снимается с потенциометра R13 и поступает на гнездо НЧ. Резистор R17, являясь сопротивлением утечки сетки, одновременно уменьшает реакцию нагрузки на режим работы низкочастотного генератора.

Выпрямитель смонтирован по обычной однополупериодной схеме на двух германиевых диодах Д1 и Д2. Для уменьшения вероятности пробоя диодов последние зашунтированы резисторами R18, R19. Переключение обмотки трансформатора Тр1 для работы от сети с различными напряжениями осуществляется предохранителем Пр. Фильтр выпрямителя двухзвениый и состоит из конденсаторов С13, С14 и резисторов R15, R16.

Детали и конструкция

Сигнал-генератор смонтирован на угловом шасси из дюралюминия толщиной 1,5 мм. Для того, чтобы предохранить проверяемую аппаратуру от непосредственного излучения цепей генератора (помимо аттенюатора), все контуры, переключатель и конденсатор переменной емкости необходимо заключить в отдельный экран.

Катушки наматываются на керамических каркасах диаметром 10 мм и имеют для подстройки сердечники типа СЦР-1. Намотка катушек L1— L4 типа (универсаль), ширина намотки 5 мм. Катушка L1 содержит 850 витков провода ПЭЛШО 0,12 с отводом от 200-го витка; L2 — 275 витков провода ПЭЛШО 0,2 с отводом от 70-го витка; L3— 112 витков провода лицендрат 7X0,07 с отводом от,45-го витка; L4 — 42 витка провода лицендрат 7X0,07 с отводом от 15-го витка.

Катушка L5 однослойная, имеет 11 витков рядовой намотки, провод ПЭЛШО 0,51 с отводом от 5-го витка. Катушки можно намотать и иа пропитанные церезином бумажные или бакелитовые каркасы соответствующих размеров. При выполнении намотки внавал необходимо сделать щечки. Число витков в этом случае будет отличаться от указанных.

Переменный конденсатор С7 можно применить любой, но желательно примо-частотный, тогда при градуировке можно получить равномерное размещение делений на шкале. Переключатель диапазонов лучше всего применить керамический.

Дроссель Др1 выполнен на сердечнике Ш16, толщина набора 16 мм. На каркас до заполнения наматывают провод ПЭЛ 0,15. Практически можно использовать любой междуламповый трансформатор.

Трансформатор Тр1 имеет сердечник Ш22, толщина набора 32 мм. Сетевая обмотка состоит из двух секций. Секция I содержит 763 витка провода ПЭЛ 0,31, секция II—557 витков провода ПЭЛ 0,2. Повышающая обмотка III содержит 1140 витков провода ПЭЛ 0,2, обмотка накала ламп IV — 44 витка провода ПЭЛ 1,0. В данной конструкции можно применить любой силовой трансформатор от приемников «Москвич-В», «Волна», АРЗ и др.

Для удобства работы с прибором вращение ротора переменного конденсатора С7 осуществляется с помощью верньерного устройства, конструкцию которого легко уяснить из рис. 2.

Передняя панель прибора имеет размеры 210X160 мм. Монтаж основных деталей осуществлен на горизонтальной панели размером 200Х 120 мм. В зависимости от типа примененных деталей размеры шасси могут изменяться.

Налаживание

Налаживание прибора начинают с проверки генерации, прослушивая сигнал на заведомо исправном приемнике. Для этого с помощью отрезка коаксиального кабеля, иа конце которого имеется специальный штекер, высокочастотный выход сигнал-генератора соединяют со входом приемника.

Наличие генерации можно также проверить с помощью авометра, работающего в режиме измерения постоянных напряжений, который присоединяют к аноду левого триода. Если при закорачивании управляющей сетки левого триода на катод напряжение на аноде несколько падает, генератор работает. Обычно при исправных деталях и лампе он сразу начинает работать.

Работу звукового генератора легко проверить путем подачи низкочастотного напряжения с выхода сигнал-генератора на гнезда звукоснимателя вещательного приемника. Требуемая частота генерации устанавливается изменением емкости конденсаторов C11, С12.

Установив, что высокочастотный генератор работает при всех положениях переключателя В1 н имеет место нормальная модуляция, приступают к подгонке границ отдельных поддиапазонов. Регулировку начинают с длинноволнового участка первого диапазона (при максимальной емкости переменного конденсатора С7).

Вращением сердечника или изменением чнсла витков катушки L1 устанавливают частоту, равной 100 кгц. Затем ручку настройки переводят в другое крайнее положение (соответствующее минимальной емкости конденсатора С7) и определяют частоту генератора.

Если она будет выше требуемой, увеличивают емкость подстроечного конденсатора С1 и настройку повторяют вновь. Для установки границ второго поддиапазона также устанавливают конденсатор С7 в положение максимальной емкости и подбором индуктивности катушки L2 добиваются, чтобы в начале шкалы этого поддиапазона частота генератора была несколько ниже частоты (250 кгц) на конце шкалы первого поддиапазона.

Границы остальных поддиапазонов устанавливаются аналогичным образом. Градуировка С Г производится по общепринятой методике — с помощью ГСС по методу биений, с помощью контрольного приемника или гетеродинного индикатора резонанса — ГИРа.

Приборы и принадлежности: трехэлектродная лампа, источник постоянного напряжения на 300 В, источник переменного напряжения на 4В, два воздушных конденсатора постоянной и переменной емкости, две катушки индуктивности, два конденсатора постоянной емкости, сопротивление, микроамперметр, индикатор высокочастотного электромагнитного поля на неоновой лампе, неизвестные емкость и индуктивность.

Краткая теория

Электрический колебательный контур представляет собой цепь (рис.1), состоящую из последовательно соединенных емкости С, индуктивности L и сопротивления R проводников.

В контуре происходят периодические изменения силы тока и связанных с ней величин. Перезарядку пластин конденсатора можно понять, вспомнив, в чем состоит явление самоиндукции.

Явление самоиндукции состоит в следующем: при всяком изменении тока в контуре в нем возникает э.д.с. самоиндукции  c , которая прямо пропорциональна скорости изменения тока в контуре (di/dt) и обратно этой скорости направлена:

Если ток нарастает, э.д.с. препятствует этому увеличению тока и создает индукционный ток противоположного направления. Если ток уменьшается, э.д.с. препятствует уменьшению тока и создает индукционный ток того же направления.

Рассмотрим работу контура. Зарядим конденсатор от внешнего источника электроэнергии до некоторой разности потенциалов U, сообщив его обкладкам заряды ±q , и затем с помощью ключа К замкнуть контур, то конденсатор начнет разряжаться и в цепи потечет некоторый ток. При малом значении R он будет очень быстро нарастать. Направление для тока i, показанное на рис.1, примем за положительное (верхняя пластина заряжена положительно, нижняя - отрицательно) и рассмотрим процессы, протекающие в контуре.

Допустим сначала, что омическое сопротивление проводника, из которых состоит контур, исчезающе мало, т.е. R»0, и пусть в начальный момент времени заряд конденсатора максимален (q=q o ). При этом разность потенциалов между его обкладками также максимальна (U=U o), а ток в цепи равен нулю (рис.2,а). Когда конденсатор начнет разряжаться, то в контуре потечет ток.

В результате энергия электрического поля будет уменьшаться, но зато возникнет все возрастающая энергия магнитного поля, обусловленного током, текущим через индуктивность. Так как в цепи действует э.д.с. самоиндукции, ток будет увеличиваться постепенно, и через время t=1/4 T (четверть периода) он достигнет максимального значения (i=i o ), конденсатор разрядится полностью, и электрическое поле исчезнет, т.е. q =0 и U=0. Теперь вся энергия контура сосредоточена в магнитном поле катушки (рис.2,б). В последующий момент времени магнитное поле катушки начнет ослабевать, в связи с чем в ней индуцируется ток, идущий (согласно правилу Ленца) в том же направлении, в котором шел ток разрядки конденсатора. Благодаря этому конденсатор перезаряжается. Через время t=1/2 T магнитное поле исчезнет, а электрическое поле достигнет максимума. При этом q=q o , U=U o и i=0. Таким образом, энергия магнитного поля катушки индуктивности превратится в энергию электрического поля конденсатора (рис.2,в). Через время t=3/4 T конденсатор полностью разрядится, ток опять достигнет максимальной величины (i=i o ), а энергия контура сосредоточится в магнитном поле катушки (рис.2,г). В последующий момент времени магнитное поле катушки начнет ослабевать и индукционный ток, препятствующий этому ослаблению, перезарядит конденсатор. В результате к моменту времени t=T система (контур) возвращается в исходное состояние (рис.2,а) и начинается повторение рассмотренного процесса.

В ходе процесса периодически изменяются (колеблются) заряд и напряжение на конденсаторе, сила и направление тока, текущего через индуктивность. Эти колебания сопровождаются взаимными превращениями энергий электрического и магнитного полей.

Таким образом, если сопротивление контура равно нулю, то указанный процесс будет продолжаться неограниченно долго и мы получим незатухающие электрические колебания, период которых будет зависеть от величин L и С.

Колебания, происходящие в таком идеальном контуре (R=0), называются свободными , или собственными , колебаниями контура с периодом

. (10)

В реальном колебательном контуре омическое сопротивление R нельзя свести к нулю. Поэтому в нем электрические колебания всегда будут затухающими, так как часть энергии будет затрачиваться на нагревание проводников (Джоулево тепло).

Для осуществления незатухающих электрических колебаний необходимо обеспечить автоматическую подачу энергии с частотой, равной частоте собственных колебаний контура, т.е. необходимо создать автоколебательную систему. Такой системой незатухающих колебаний является ламповый генератор.

Ламповый генератор

Простейшая схема лампового генератора незатухающих электромагнитных колебаний приведена на рис.3

Он состоит из колебательного контура LC, включенного в анодную цепь трехэлектродной лампы последовательно с источником Б А постоянного анодного напряжения. Анодная батарея Б А является как бы "резервуаром", из которого подается энергия в колебательный контур. С катушкой L контура индуктивно связана катушка L 1 , концы которой подключены к сетке и катоду лампы. Она связывает работу лампы с колебательным процессом в контуре и называется катушкой обратной связи.

Трехэлектродная лампа вместе с катушкой обратной связи служит для того, чтобы энергия подавалась в контур в такт колебаниям. Незатухающие колебания получаются благодаря периодической подзарядке конденсатора анодным током лампы, проходящим через контур. Для того чтобы осуществлять периодическую подзарядку конденсатора контура в необходимые моменты времени, анодный ток должен иметь пульсирующий характер. Это обеспечивается путем соответствующего изменения потенциала на сетке лампы, который меняется при изменении направления тока разрядки в контуре LC за счет явления взаимной индукции между катушками L и L 1 .

При отрицательном заряде на сетке лампа оказывается "запертой", анодный ток через лампу не пойдет. Колебательный контур будет работать в обычном режиме. При положительном заряде на сетке лампа ’’откроется’’ и произведет подразядку конденсатора. Затем начнется повторение процесса.

Таким образом, лампа периодически подает в контур энергию от анодной батареи. Благодаря этому в контуре совершаются незатухающие электрические колебания.