Domov › Tarify › Širokopásmové komunikační systémy. Kmitočty, antény, širokopásmový signál

Širokopásmové komunikační systémy. Kmitočty, antény, širokopásmový signál

Vzdělávací a metodická příručka „Širokopásmové signály“ byla zpracována v souladu s oborovým programemMetody zpracování signálůpro studenty bakalářského studia oboruInformační technologie a komunikační systémy. Manuál se skládá ze dvou částí. První část - Základy širokopásmových signálů, obsahuje souhrn teorie širokopásmových signálů. Druhým jsou pokyny pro provádění laboratorních prací.

Porozumění širokopásmovým signálům

Definice ShPS. Aplikace ShPS v komunikačních systémech

Širokopásmové (komplexní, šumu podobné) signály (WPS) jsou signály, pro které je součin šířky aktivního spektra F a trvání T mnohem větší než jedna. Tento produkt se nazývá signální základnaB. Pro ShPS

B=FT>>1 (1)

Širokopásmové signály se někdy nazývají komplexní signály na rozdíl od jednoduchých signálů (například obdélníkový, trojúhelníkový atd.) s V=1. Protože signály s omezenou dobou trvání mají neomezené spektrum, používají se k určení šířky spektra různé metody a techniky.

Zvýšení základny v ShPS je dosaženo dodatečnou modulací (nebo manipulací) ve frekvenci nebo fázi během trvání signálu. Díky tomu je spektrum signálu F (při zachování jeho trvání T) výrazně rozšířeno. Dodatečná intrasignální amplitudová modulace se používá zřídka.

V komunikačních systémech se širokopásmovými sítěmi je šířka spektra emitovaného signálu F vždy mnohem větší než šířka spektra informační zprávy.

ShPS se používají v širokopásmových komunikačních systémech (BCS), protože:

umožní vám plně si uvědomit výhody optimálních metod zpracování signálu;

poskytovat komunikaci vysokou odolností proti šumu;

umožňují úspěšně bojovat proti vícecestnému šíření rádiových vln rozdělením paprsků;

umožnit současný provoz mnoha účastníků ve společném frekvenčním pásmu;

umožňují vytvářet komunikační systémy se zvýšeným utajením;

zajistit elektromagnetickou kompatibilitu (EMC) ShPSS s úzkopásmovými radiokomunikačními a rozhlasovými systémy, systémy televizního vysílání;

poskytují lepší využití frekvenčního spektra v omezené oblasti ve srovnání s úzkopásmovými komunikačními systémy.

Odolnost proti hluku ShPSS

Je určeno známým vztahem týkajícím se poměru signálu k šumu na výstupu přijímače q 2 s odstupem signálu od šumu na vstupu přijímače ρ 2:

q 2 = 2 Вρ 2 (2)

kde p2 = Rs / Rp (Rs, Rp - ShPS výkon a rušení);

q 2 = 2E/ N p, E - energie ShPS, N p - spektrální hustota výkonu rušení v širokopásmovém pásmu. V souladu s tím E = P s T , a Np = Pp/F;

V - Základna ShPS.

Odstup signálu od šumu na výstupu q 2 určuje provozní charakteristiky širokopásmového příjmu a poměr signálu k interferenci na vstupu p2 určuje energii signálu a rušení. Hodnota q 2 lze získat podle systémových požadavků (10...30 dB), i když ρ 2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, uspokojující (2. Jak je vidět ze vztahu (2), příjem NPS přizpůsobeným filtrem nebo korelátorem je doprovázen zesílením signálu (nebo potlačením šumu) o 2V jednou. Proto ta hodnota

K ShPS = q 2 /ρ 2 (3)

se nazývá zisk zpracování ShPS nebo jednoduše zisk zpracování. Z (2), (3) vyplývá, že zisk zpracování K ShPS = 2V. V SHPS je příjem informace charakterizován poměrem signálu k interferenci h 2 = q 2 /2, tzn.

h 2 = Bρ 2 (4)

Vztahy (2), (4) jsou základní v teorii komunikačních systémů s širokopásmovými sítěmi. Byly získány pro interferenci ve formě bílého šumu s rovnoměrnou výkonovou spektrální hustotou v rámci frekvenčního pásma, jehož šířka je rovna šířce spektra NPS. Tyto vztahy jsou přitom platné pro širokou škálu rušení (úzkopásmové, pulzní, strukturální), což určuje jejich zásadní význam.

Jedním z hlavních účelů komunikačních systémů se širokopásmovými sítěmi je tedy zajištění spolehlivého příjmu informací pod vlivem silného rušení, kdy poměr signálu k interferenci na vstupu přijímače ρ 2 může být mnohem menší, než musí je třeba ještě jednou poznamenat, že výše uvedené poměry jsou striktně platné pro interferenci ve formě Gaussova náhodného procesu s jednotnou výkonovou spektrální hustotou („bílý“ šum).

Hlavní typy ShPS

Je známo velké množství různých SPS, jejichž vlastnosti se odrážejí v mnoha knihách a článcích v časopisech. ShPS jsou rozděleny do následujících typů:

frekvenčně modulované (FM) signály;

vícefrekvenční (MF) signály;

signály s fázovým posunem (PM) (signály s kódovou fázovou modulací - signály QPSK);

diskrétní frekvenční (DF) signály (signály s kódovou frekvenční modulací - signály FFM, signály s kmitočtovým posunem (FM));

diskrétní kompozitní frekvence (DCF) (složené signály s modulací kódové frekvence - signály CFM).

Frekvenční modulace (FM) signály jsou spojité signály, jejichž frekvence se mění podle daného zákona. Obrázek 1a ukazuje FM signál, jehož frekvence se mění podle zákona tvaru V od f 0 -F/2 do f 0 + F/2, kde f 0 je centrální nosná frekvence signálu, F - šířka spektra se zase rovná frekvenční odchylce F = ∆f d. Doba trvání signálu je T.

Na Obrázek 1b ukazuje časovou frekvenci (f, t) - letadlo, dál který přibližně ukazuje rozložení energie FM signálu podle frekvence a času pomocí stínování.

Základ signálu FM podle definice (1) se rovná:

B=FT=∆f d T(5)

Frekvenčně modulované signály jsou široce používány v radarových systémech, protože pomocí zařízení pro povrchové akustické vlny (SAW) lze vytvořit přizpůsobený filtr pro konkrétní FM signál. V komunikačních systémech je potřeba mít mnoho signálů. Zároveň potřeba rychle měnit signály a přepínat zařízení pro generování a zpracování vede k tomu, že zákon změny frekvence se stává diskrétním. V tomto případě přecházejí ze signálů FM na signály DF.

Vícefrekvenční (MF) signály (obrázek 2a) jsou součtem N harmonicu(t) ...u N (t) , jejichž amplitudy a fáze jsou určeny v souladu se zákony tvorby signálu. Na frekvenčně-časové rovině (obrázek 2b) je stínováním zvýrazněno rozložení energie jednoho prvku (harmonického) MF signálu na frekvenci f k. Všechny prvky (všechny harmonické) zcela pokrývají vybraný čtverec se stranami F a T. Signální základna B se rovná ploše čtverce. Šířka spektra prvku je F 0 ≈1/T. Proto základ MF signálu

Obrázek 1 - Frekvenčně modulovaný signál a časově-frekvenční rovina

tj. shoduje se s počtem harmonických. MF signály jsou spojité a je obtížné přizpůsobit digitální techniky pro jejich tvorbu a zpracování. Kromě této nevýhody mají také následující:

a) mají špatný hřebenový faktor (viz obrázek 2a);

b) získat velkou základnu V je nutné mít velký počet frekvenčních kanálů N. Proto se signály MF dále neuvažují.

Klíčování fázovým posunem (PM) signály představují sled rádiových pulsů, jejichž fáze se mění podle daného zákona. Fáze obvykle nabývá dvou hodnot (0 nebo π). V tomto případě radiofrekvenční FM signál odpovídá video FM signálu (obrázek 3a), který se skládá z kladných a záporných impulsů. Pokud je počet pulzů N , pak doba trvání jednoho impulsu je rovna τ 0 = T/N , a šířka jeho spektra se přibližně rovná šířce spektra signálu F 0 = 1/t0 = N/T. Na časově-frekvenční rovině (obrázek 3b) je rozložení energie jednoho prvku (pulsu) FM signálu zvýrazněno stínováním. Všechny prvky překrývají vybraný čtverec se stranami F a T. Základna signálu FM

B=FT=F/τ 0 =N, (7)

těch. B se rovná počtu impulsů v signálu.

Možnost použití signálů PM jako BPS s bázemi B = 10 4 ...10 6 je omezena především zpracovatelským zařízením. Při použití přizpůsobených filtrů ve formě zařízení SAW je možný optimální příjem FM signálů s maximálními bázemi Vmax = 1000 ... 2000 FM signály zpracované takovými filtry mají široká spektra (asi 10 ... 20 MHz) a relativně krátké trvání (60 ... 100 us). Zpracování FM signálů pomocí videofrekvenčních zpožďovacích linek při přenosu spektra signálů do videofrekvenční oblasti umožňuje získat báze B = 100 při F≈1 MHz, T ≈ 100 us.

Velmi slibné jsou přizpůsobené filtry založené na zařízeních s nábojovou vazbou (CCD). Podle publikovaných údajů je pomocí přizpůsobených CCD filtrů možné zpracovat FM signály se bázemi 10 2 ... 10 3 při trvání signálu 10 -4 ... 10 -1 s. Digitální korelátor na CCD je schopen zpracovat signály až do báze 4∙10 4 .

Obrázek 2 - Multi-frekvence

Obrázek 3 - Klíč fázového posunu signál a časově-frekvenční rovina

Je třeba poznamenat, že je vhodné zpracovávat signály PM s velkými bázemi pomocí korelátorů (na LSI nebo na CCD). V tomto případě se B = 4∙10 4 zdá být limitující. Při použití korelátorů je ale nutné především vyřešit otázku zrychleného získávání synchronismu, protože FM signály umožňují široké využití digitálních metod a technik generování a zpracování a je možné takové signály realizovat s relativně velkými. základny, proto jsou FM signály jedním z nadějných typů ShPS.

Diskrétní frekvence (DF) signály představují sekvenci rádiových pulsů (obr. 4a), jejichž nosné frekvence se mění podle daného zákona. Nechť je počet impulsů v DF signálu M , Doba trvání pulsu je To =T/M, šířka jeho spektra je F 0 =1/To =M/T. Nad každým impulsem (obrázek 4a) je uvedena jeho nosná frekvence. V rovině času a frekvence (obrázek 4b) jsou čtverce, ve kterých je distribuována energie pulsů stejnosměrného signálu, zastíněny.

Jak je vidět z obrázku 4b, energie DF signálu je distribuována nerovnoměrně v frekvenčně-časové databázi DF signálů

B=FT =MF 0 MT 0 =M 2 F 0 T 0 = M 2 (8)

protože základ hybnosti je F 0 T 0 = l. Z (8) vyplývá hlavní výhoda DF signálů: získat potřebnou bázi B počet kanálů M =
, tj. výrazně méně než u MF signálů. Právě tato okolnost vedla k pozornosti k takovým signálům a jejich použití v komunikačních systémech. Současně pro velké báze B = 10 4 ... 10 6 je nevhodné používat pouze signály DF, protože počet frekvenčních kanálů je M = 10 2 ... 10 3, což se zdá být příliš velké.

Diskrétní složená frekvence (DCF) Signály jsou HF signály, ve kterých je každý impuls nahrazen signálem podobným šumu. Obrázek 5a ukazuje FM video signál, jehož jednotlivé části jsou přenášeny na různých nosných frekvencích. Čísla frekvencí jsou uvedena nad signálem FM. Na obrázku 5b je znázorněna časově-frekvenční rovina, na které je stínováním zvýrazněno rozložení energie signálu DFS. Obrázek 5b se strukturou neliší od obrázku 4b, ale pro obrázek 5b je plocha F 0 T 0 = N 0 -rovná se počtu pulzů signálu FM v jednom frekvenčním prvku signálu DFS. DFS signálová základna

B=FT =M 2 F 0 T 0 =N 0 M 2 (9)

Počet impulsů celkového signálu PM N=N 0 M

Obrázek 4 - Diskrétní frekvence signál a časově-frekvenční rovina

Signál DFS zobrazený na obrázku 5 obsahuje signály FM jako prvky. Proto budeme tento signál zkracovat jako signál DFS-FM. Jako prvky signálu DFS můžeme brát signály DFS. Je-li báze prvku signálu DF B=F 0 T 0 = M 0 2, pak báze celého signálu je B= M 0 2 M 2

Obrázek 5 - Diskrétní složená frekvence DFS-FM fázově posunutý klíčovací signál a časově-frekvenční rovina.

Takový signál může být zkrácen jako DSCH-FM. Počet frekvenčních kanálů v signálu DFS-FM je M 0 M. Pokud signál DFS (viz obrázek 4) a signál DFS-FM mají stejný základ, pak mají stejný počet frekvenčních kanálů. Proto signál DFS-FM nemá žádné zvláštní výhody oproti signálu DF. Ale principy konstrukce FM signálu mohou být užitečné při konstrukci velkých systémů FM signálů. Nejslibnější širokopásmové signály pro komunikační systémy jsou tedy signály FM, MF a DFS-FM.

Principy optimální filtrace. Optimální filtr ShPS

Příjem a zpracování signálů různými rádiovými zařízeními se zpravidla provádí na pozadí více či méně intenzivního rušení Volba systému zařízení závisí na tom, který z následujících úkolů je třeba vyřešit:

1. Detekce signálu, kdy stačí odpovědět, zda přijímaná vibrace obsahuje užitečný signál nebo je tvořena pouze šumem.

2. Odhad parametrů, kdy je potřeba s největší přesností určit hodnotu jednoho nebo více parametrů užitečného signálu (amplituda, frekvence, časová poloha atd.). Pro teorii rádiových obvodů a signálů je největší zájem o studium možností snížení škodlivých účinků rušení pro daný signál a dané rušení správnou volbou přenosové funkce přijímače. Proto budou v budoucnu určovány charakteristiky přijímačů, které jsou optimálně přizpůsobeny signálu a rušení. V závislosti na tom, který z výše uvedených problémů se řeší, budou kritéria pro optimalitu filtru pro daný signál v přítomnosti. interference s danými statistickými charakteristikami může být různá. Pro problém detekce signálu v šumu je nejpoužívanějším kritériem maximální odstup signálu od šumu na výstupu filtru.

Požadavky na filtr, který maximalizuje odstup signálu od šumu, jsou formulovány následovně. Na vstup lineární čtyřportové sítě s konstantními parametry a přenosovou funkcí
dodává se aditivní směs signálu S(t) a šumu n(t). ( Obrázek 6).

Obrázek 6

Signál je zcela známý, to znamená, že je specifikován jeho tvar a poloha na časové ose. Šum je pravděpodobnostní proces s danými statistickými charakteristikami. Je nutné syntetizovat filtr, který zajistí, že na výstupu bude získán nejvyšší možný poměr špičkové hodnoty signálu k hodnotě střední kvadratické hodnoty šumu, jinými slovy k určení přenosové funkce.
. V tomto případě není žádná podmínka pro zachování tvaru signálu na výstupu filtru, protože tvar nezáleží na jeho detekci v šumu.

Uveďme výsledky řešení problému pro „standardní“ interferenci, jako je bílý šum. Připomeňme, že bílý šum je náhodný proces s rovnoměrným rozložením energie napříč frekvenčním spektrem, tj. W(ω) = W 0 = konst. , s 0<ω<∞,где W(ω) =мощность сигнала/полоса частот je průměrný výkon na 1 Hz při dané frekvenci ω, a nazývá se výkonová spektrální hustota procesu. Bylo zjištěno, že v případě bílého šumu

Zde A - libovolný konstantní koeficient,
- funkční komplex - konjugovaný se spektrální funkcí signálu
.

Ze vztahu (10) vyplývají dvě podmínky pro fázově-frekvenční (PFC) a amplitudově-frekvenční (AFC) charakteristiky přizpůsobeného filtru:

1) K(ω)=AS(ω) (11)

těch. modul přenosové funkce s přesností na konstantní koeficient A se shoduje s amplitudovým spektrem signálu a

2) φ k = -[φ s (ω)+ωt 0 ] (12)

φs(ω) - fázové spektrum signálu.

Fyzikální význam získaných výrazů pro frekvenční charakteristiku (11) a fázovou charakteristiku (12) optimálního filtru je zřejmý z následujících úvah. Když je splněn vztah (11), energie šumu, která zaujímá nekonečné frekvenční pásmo na vstupu filtru, je zeslabena na výstupu mnohem silněji než energie signálu, který má stejnou spektrální šířku jako šířka pásma přijímače.

První člen ve výrazu pro fázovou odezvu - φ s (ω) kompenzuje fázovou charakteristiku vstupního signálu φ s (ω), in v důsledku průchodu filtrem v čase t 0 všech harmonických signálu přidáním fáze vytvoříte vrchol výstupního signálu. Zároveň to vede ke změně tvaru signálu na výstupu filtru. Druhý člen ωt 0 znamená zpoždění všech složek signálu za stejnou dobu t 0 >T c , kde T s - trvání signálu. Fyzicky to znamená, že pro plné využití energie vstupního signálu nesmí být zpoždění odezvy filtru menší než doba trvání signálu.

Použití výrazu (10) redukuje problém syntézy přizpůsobeného filtru na problém konstrukce elektrického obvodu pomocí známého koeficientu přenosu.
.

Dalším způsobem je určit impulsní odezvu obvodu a následně navrhnout čtyřsvorkovou síť s takovou odezvou.

Podle definice je impulsní odezva obvodu g(t) - toto je signál na jeho výstupu v reakci na náraz ve tvaru δ - funkce, tj. mající jednotnou spektrální hustotu pro všechny frekvence. V tomto případě spektrální hustota výstupního signálu
a typ signálu na výstupu podle Fourierovy transformace a se zohledněním vztahu (10),

Impulzní odezva optimálního filtru, tzn. reakce na 5 impuls je tedy zrcadlovým obrazem signálu, se kterým je tento filtr sladěn. Osa symetrie prochází bodem t 0 /2 na ose x (obrázek 7).

Obrázek 7

Výstupní tvar vlny optimálního filtru lze určit pomocí obecného vztahu

(14)

Podle definice je signál na výstupu optimálního filtru

kde B s (t-t 0) - autokorelační funkce signálu (ACF).

Takže signál na výstupu přizpůsobeného filtru s přesností na konstantní koeficient A se shoduje s autokorelační funkcí vstupního signálu. Poměr signálu k šumu na výstupu je hlavním měřítkem účinnosti optimálního filtru (OF). Uvádíme pouze výsledek výpočtů, podle kterých

,
(16)

Kde
- efektivní hodnota šumu na výstupu filtru, špičková hodnota výstupního signálu;

E - energie signálu na vstupu filtru;

W 0 je výkonová spektrální hustota bílého šumu.

Výraz (16), který nám umožňuje určit účinnost přizpůsobeného filtru, ukazuje, že u bílého šumu závisí poměr signálu k šumu na jeho výstupu pouze na energii signálu a energetickém spektru šumu W 0. případ NPS:
(17)

E=NE 0 energie signálu, E 0 – energie elementární parcely, N – počet parcel v signálu, ρ – odstup signál/šum na vstupu OF.

Z výrazů (15.17) vyplývá: za prvé OF zvyšuje poměr signálu k šumu ve výstupním výkonu N-krát a za druhé, jednou z možných implementací optimálního filtru je korelátor nebo program, který počítá ACF signál.

Signály s klíčem fázového posunu

Klíčování fázovým posunem se často používá jako modulace uvnitř signálu (PM) Signály klíčování s fázovým posunem jsou sekvence rádiových impulsů stejné amplitudy, jejichž počáteční fáze se mění podle daného zákona. Ve většině případů se signál FM skládá z rádiových impulsů se dvěma počátečními hodnotami fáze: 0 a.

Obrázek 8a ukazuje příklad signálu FM sestávajícího ze 7 rádiových impulsů. Obrázek 8b ukazuje obálku (v obecném případě komplexu) stejného signálu. V uvažovaném příkladu je obálka sledem kladných a záporných jednotlivých video impulsů obdélníkového tvaru. Tento předpoklad o pravoúhlosti pulsů tvořících FM signál platí pro teoretické studie. Když jsou však signály FM generovány a přenášeny přes komunikační kanály s omezenou šířkou pásma, pulzy jsou zkreslené a signál FM přestává být tak ideální jako na obrázku 8a.

Obálka plně charakterizuje FM signál. Proto tato práce zkoumá vlastnosti obálky signálu PM.

Obdélníkový impuls u(t) s jednotkovou amplitudou a dobou trvání 0, který tvoří základ FM, se zapisuje jako u(t) = 1 při 0t 0.

Obálka sestávající z N jednotlivých video impulsů může být reprezentována jako:

kde amplituda a n nabývá hodnot +1 nebo –1. Celková doba trvání signálu PM je T=N 0 . Posloupnost symbolů (pulsní amplitudy) A = (a 1 ,a 2 ...a n ...a N) se nazývá kódová sekvence. Jsou možná následující ekvivalentní označení kódových sekvencí:

A=(111-1-11-1) = (1110010) =(+ + + - - + -), zde N= 7.

Obrázek 8 - FM signál, jeho komplexní obálka

Spektrum FM signálů

Spektrální vlastnosti PM signálů jsou určeny spektry pulzu u(t) a kódovou sekvencí A. Spektrum obdélníkového obrazového impulsu S():

Spektrum obdélníkového signálu se skládá ze tří faktorů. První - rovná τ 0 je plocha impulsu 1τ 0.

Druhý faktor sin( 0 /2)/( 0 /2) ve formě referenční funkce sin(x)/x charakterizuje frekvenční rozložení spektra. Třetí faktor je důsledkem posunutí středu pulzu vzhledem k počátku o polovinu doby trvání pulzu 0 /2.

Spektrum FM signálu G(), přesněji spektrum obálky, s přihlédnutím k větě o posunu, má následující tvar:

G() = S()  a n exp [-i(n-1) 0 ]

Součet na pravé straně je spektrum kódové sekvence A a dále je označen H(). Tak,

u(t)  S(), A  H(), U(t)  G(),

G() =S()H().

<H()> =

Znázornění spektra FM signálu jako součinu je výhodné v tom, že nejprve můžete samostatně najít spektra S() a H() a poté jejich vynásobením získat spektrum FM signálu. Vlastnosti spektra obdélníkového pulzu jsou dobře známé: má lalokovou strukturu s nulami v bodech /, 2/ atd. Amplitudové spektrum kódové sekvence se v průměru blíží spektru bílého šumu a vyznačuje se výraznými fluktuacemi kolem průměru, rovnajícímu se

Fázové spektrum kódové sekvence se také vyznačuje výraznou robustností.

Autokorelační funkce (ACF)

ACF signálů FM má tvar typický pro všechny typy NPS. Normalizovaný ACF se skládá z centrálního (hlavního) typu s amplitudou 1, umístěného na intervalu (-,) a bočních (pozadí) maxima rozložených na intervalu (-,) a (,).

Amplitudy bočních typů nabývají různých hodnot, ale pro signály s „dobrou“ korelací jsou malé, tzn. podstatně menší než amplituda centrálního píku. Poměr amplitudy centrálního píku (v tomto případě 1) k maximální amplitudě bočních maxim se nazývá koeficient potlačení K. Pro libovolné NPS se základnou B

K 1/
Pro FM ShPS K1

. Příklad ACF NPS je uveden na obrázku 9. Hodnota K významně závisí na typu kódové sekvence A. Při správné volbě formačního zákona A je možné dosáhnout maximálního potlačení a v některých případech , rovnost amplitud všech bočních maxim.

Barkerovy signály

(18)

Kódová sekvence Barkerova signálu se skládá ze symbolů 1 a je charakterizována normalizovaným ACF ve tvaru:

Pseudonáhodný signál

(PSP)

T – období ShPS

Tato metoda je vhodná pro jakýkoli širokopásmový systém, který využívá digitální sekvenci k rozšíření spektra vysokofrekvenčního signálu.

Hlavní vlastnosti širokopásmového signálu jsou: – "jeho základna V" šířka spektra signálu – "F" A období – "T": B=F X T

V důsledku násobení pseudonáhodného signálu informačním signálem je jeho energie (výkon) distribuována v širokém frekvenčním pásmu, tj. rozšiřuje se spektrum informačního signálu.
Metodu širokopásmového přenosu objevil D.V. Ageev (SSSR) - v roce 1935 a byl vyvinut v letech 1947-1948 díky pracím K. E. Shannona (USA). Oba vědci představili koncept kapacity kanálu a vytvořili spojení mezi možností bezchybného přenosu informací kanálem s daným odstupem signálu od šumu a frekvenčním pásmem přiděleným pro přenos informací.

Pro jakýkoli daný poměr signálu k šumu je nízké přenosové chybovosti dosaženo zvýšením frekvenčního pásma přiděleného pro přenos informací. Informace lze do kanálu zadávat několika způsoby.

Nejznámější metodou je superponování informací na kódovou sekvenci širokopásmové modulace (před modulací nosné) za účelem získání širokopásmový signál - ShPS . Úzkopásmový signál se vynásobí pseudonáhodná sekvence - PSP s tečkou –“ T" , skládající se z " N" bitové trvání" t" - každý. V tomto případě báze – "B"SHPS se číselně rovná počtu bitů PSP . Tato metoda je vhodná pro jakýkoli širokopásmový systém, který používá bitovou sekvenci k šíření spektra vysokofrekvenčního signálu.

Podstatou širokopásmové komunikace je rozšíření frekvenčního pásma užitečného signálu, vysílání širokopásmového pásma a oddělení užitečného signálu z něj přeměnou spektra přijímaného širokopásmového na původní spektrum.

Pro standard 1S-95 je funkce poměru šířky pásma širokopásmového a základního signálu 128krát, neboli 21,0 dB.

To umožňuje systému pracovat při úrovni rušení přesahující úroveň užitečného signálu o 18,0 dB, protože zpracování signálu na výstupu přijímače vyžaduje, aby úroveň signálu překročila úroveň rušení pouze o 3,0 dB.

V reálných podmínkách je úroveň rušení mnohem menší. Rozšíření spektra signálu na 1,25 MHz lze považovat za aplikaci metod frekvenčně diverzního příjmu. Signál šířící se vzdušnými vlnami podléhá slábnutí kvůli vícecestné povaze šíření. V systému CDMA je potlačeno pouze asi 25 % spektra signálu, což nezpůsobuje žádné zvláštní potíže při obnově signálu v přijímači.

Standard CDMA používá pro dělení kódu ortogonální Walshovy kódy. Walshovy kódy jsou tvořeny z řádků Walshovy matice:

Zvláštností této matice je, že každý z jejích řádků je ortogonální k jakémukoli jinému nebo řádku získanému pomocí operace logické negace. Standard IS-95 používá matici 64. řádu.

K izolaci signálu na výstupu přijímače se používá digitální filtr.

U ortogonálních signálů může být filtr konfigurován tak, že jeho výstup bude vždy logická "0" kromě případů, kdy je přijat signál, na který je nakonfigurován.

Walshovo kódování se používá na dopředném spoji (BTS do MS) k oddělení uživatelských hlasových signálů. Násobením přijímaného signálu a signálu ze stejného zdroje pseudonáhodného šumu - PSN, který byl použit ve vysílači, dochází ke komprimaci spektra užitečného signálu a zároveň k rozšíření spektra šumu pozadí a dalších zdrojů rušení.
V přijímači je pomocí identického kódu signál koherentně demodulován, čímž je obnoven původní informační signál.

Signály zbývajících MS vstupujících do tohoto přijímače se přitom nadále rozšiřují a jsou jím vnímány jako „bílý šum“ – „nejslabší“ rušení, které nejméně narušuje normální provoz přijímače. To poskytuje vysoký stupeň ochrany proti aktivnímu a pasivnímu rušení, což umožňuje systému pracovat s nízkým odstupem signálu od šumu s výrazně nižším výkonem přenášeného signálu.
Využití úrovní vyzařovaného výkonu v reálných podmínkách (zejména v blízkosti BTS) je 100 - 1000x nižší než u jiných systémů SSS, snižuje jejich dopad na tělo uživatele a zvyšuje životnost MS bez nabíjení baterie. Výstupní výkon MS pracujících v celulárních sítích CDMA je pouze 2,0 mW - výrazně méně než průměrný výstupní výkon 125,0 mW MS v sítích GSM.

V systémech používajících standard IS-95 mohou všechny MS pracovat současně ve stejném frekvenčním pásmu. Přizpůsobené filtry BTS přijímačů jsou téměř optimální v podmínkách vzájemného rušení mezi MS stejné buňky a jsou citlivé na daleko-blízký problém.

Pro maximalizaci účastnické kapacity systému je nutné, aby všechny MS vysílaly signál takové síly, který by zajistil stejnou úroveň signálů přijímaných BTS. Čím přesnější je regulace výkonu, tím větší je účastnická kapacita systému.

V technických řešeních CDMA od Qualcomm Inc. rozšíření spektra je zajištěno modulací signálu pseudonáhodnou sekvencí s hodinovou frekvencí 1,23 MHz. Přesněji tato frekvence 1,2288 MHz = 9,6 X 128 .

Při frekvenci informační bitové sekvence 9,6 kbit/s odpovídá trvání jednoho bitu 128 cyklům pseudonáhodné modulační sekvence. Frekvenční pásmo jednoho kanálu s rozprostřeným spektrem na úrovni 3,0 dB je 1,25 Hz. Digitální filtr tvoří frekvenční spektrum blízké obdélníkovému tvaru. Rozlišení mezi signály z různých BTS je zajištěno tím, že všechny BTS využívají stejnou dvojici krátkých šířek pásma, ale s posunem 64 hodinových cyklů mezi BTS, tzn. V síti je celkem 511 kódů. V tomto případě mají všechny fyzické kanály jedné BTS stejnou sekvenční fázi.

V transceiverové stanici jsou čtyři typy kanálů - BTS: pilotní kanál (PI), synchronizační kanál (SYNC), volací kanál (PCN) a provozní kanál (TCN). Signály různých kanálů jsou vzájemně ortogonální, což zajišťuje, že mezi nimi ve stejné BTS nedochází k vzájemnému rušení.

Širokopásmové signály (signály s rozprostřeným spektrem) používané k přenosu digitální informace se vyznačují tím, že jejich frekvenční pásmo je mnohem větší než rychlost informace bit/s. To znamená, že rozprostřené spektrum pro širokopásmové signály je mnohem větší než jedno. Větší redundance, která je vlastní širokopásmovým signálům, je nutná k překonání vysokých úrovní rušení při přenosu digitálních informací přes některé rádiové a satelitní kanály. Protože kódovaný signál má také faktor šíření větší než jedna a kódování je účinnou metodou zavedení redundance, vyplývá z toho, že kódování je důležitým prvkem při syntéze širokopásmových signálů.

Druhým důležitým prvkem používaným při syntéze širokopásmových signálů je pseudonáhodnost, díky které jsou signály podobné náhodnému šumu a pro „cizí“ přijímače je obtížné je demodulovat. Tento faktor úzce souvisí s používáním takových signálů.

Pro správnost upozorňujeme, že širokopásmové signály se používají pro:

· potírání nebo potlačování škodlivých účinků rušení signálů, rušení vznikajícího od ostatních uživatelů kanálu a vlastního rušení způsobeného šířením signálu,

· zajištění utajení signálu jeho přenosem s nízkým výkonem, což ztěžuje nezamýšleným posluchačům jeho detekci v přítomnosti šumu,

· dosažení ochrany sdělení před ostatními posluchači.

Kromě komunikace se širokopásmové signály používají k získání přesných rozsahů (časové zpoždění signálu) a pohybů při radarových a navigačních měřeních.

V zájmu stručnosti omezíme naši diskusi na aplikaci širokopásmových signálů na digitální komunikační systémy.

Pro boj s úmyslným rušením (rušivými signály) pro ty, kteří vstupují do komunikace, je důležité, aby zdroj rušivého signálu, který se snaží zničit spojení, neměl a priori informace o vlastnostech signálu, s výjimkou hodnot obecné frekvenční pásmo a typ použité modulace (PM, FM atd.). Pokud je digitální informace zakódována tak, jak je popsáno v kapitole 8, může sofistikovaná rušička snadno napodobit požadovaný signál vysílaný vysílačem a tím značně poškodit příjemce. Aby toto eliminoval, vysílač vnáší do každého vysílaného digitálního signálu prvek náhodnosti (pseudonáhodnost), který je příjemci známý, ale rušičovi neznámý. V důsledku toho je zdroj rušivého signálu nucen syntetizovat a vysílat svůj signál bez znalosti pseudonáhodného vzoru.

K rušení od ostatních uživatelů dochází v komunikačních systémech s více přístupem, ve kterých několik uživatelů sdílí společné frekvenční pásmo. Tito uživatelé mohou přenášet informace současně na společném pásmu svým příslušným příjemcům. Za předpokladu, že všichni tito uživatelé používají stejný kód ke kódování svých příslušných informačních sekvencí, lze vysílané signály v tomto společném pásmu od sebe odlišit pomocí odlišného pseudonáhodného vzoru, nazývaného také kód nebo adresa, pro každý přenášený signál. Soukromý příjemce tedy může rekonstruovat přenášené informace, pokud zná jeho pseudonáhodný vzor, tzn. klíč používaný příslušným vysílačem. Tento typ komunikační techniky, která umožňuje mnoha uživatelům sdílet společný kanál pro přenos informací, se nazývá vícenásobný přístup s kódovým dělením (CDMA nebo CDMA - CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS). CDMA bude diskutováno v částech 13.2 a 13.3.

Vícecestné složky, které vznikají, když se vlny šíří v disperzním kanálu s rozptylem, lze považovat za typ vlastní interference. Tento typ interference lze také potlačit zavedením pseudonáhodného vzoru do přenášeného signálu, jak bude popsáno níže.

Zpráva může být "skryta" v základním šumu jejím rozptýlením přes frekvenční pásmo zakódováním a odesláním výsledného signálu na nízké úrovni. Vzhledem k nízké úrovni výkonu se o přenášeném signálu říká, že je „uzavřený“. Existuje malá pravděpodobnost zachycení takového signálu (detekce náhodným posluchačem), proto se také nazývá signál s nízkou pravděpodobností zachycení (LPI).

Konečně, uzavření zprávy může být dosaženo zavedením pseudonáhodného vzoru do přenášené zprávy. Zprávu může detekovat příjemce, který zná pseudonáhodný vzor nebo klíč použitý při přenosu, ale nemůže být detekován jinými příjemci, kteří klíč neznají.

V následujících částech popíšeme různé typy širokopásmových signálů, jejich vlastnosti a aplikace. Důraz bude kladen na využití širokopásmových signálů pro rádiová protiopatření (CM nebo rušení) nebo protirádiová protiopatření (ARC), pro CDMA a pro NVP. Stručně popišme typy charakteristik kanálu očekávané pro výše uvedené aplikace.

Abychom objasnili další prezentaci, provedeme zde technickou odbočku o vlastnostech různých frekvenčních rozsahů a souvisejících zásadách pro konstrukci rádiových sítí.

Moderní rádiové komunikace pracují na frekvencích stovek megahertzů, tisíců megahertzů (tj. gigahertzů) a dokonce desítek gigahertzů. Rádiové spektrum je rozděleno do oblastí vyhrazených pro různé aplikace; rádiová komunikace je pouze jednou z nich. Rozdělení spektra v mezinárodním měřítku upravuje příslušný mezinárodní výbor, jehož součástí je i Rusko. V Rusku je regulován Mezirezortním Státním výborem pro rádiové frekvence (SCRF). K tomu se vrátíme později.

Každá část rádiového spektra je rozříznuta kanály stejnou „šířku“ (například 25 kilohertzů pro mobilní telefony). Maximální přenosová rychlost v daném kanálu závisí pouze na šířce kanálu, nikoli na části spektra, ve které se nachází. Je jasné, že ve frekvenčním rozsahu řekněme od 8 gigahertzů do 9 gigahertzů bude 10krát více kanálů určité šířky než v rozsahu od 800 megahertzů do 900 megahertzů. Čím vyšší jsou frekvence, tím větší je celková „kapacita“ rozsahu z hlediska možnosti současných přenosů: pokud si rozsah 800 MHz představíte jako tisícžilový kabel, pak rozsah 8 GHz již bude desetitisícžilový kabel.

Zornost a princip celulární sítě

Dalo by se předpokládat, že kolosální kapacita ultravysokofrekvenční (mikrovlnné) části rádiového spektra by mohla vyřešit všechny problémy rádiové komunikace. To je téměř pravda, ale existuje jedna čistě fyzikální vlastnost rádiových vln: čím vyšší je frekvence vlny (tedy čím kratší je její délka), tím menší překážku může ohnout. Proto řekněme, že mobilní celulární komunikace může pracovat na frekvencích ne vyšších než 2 GHz: na vyšších frekvencích je komunikace již přísně omezena na přímku (téměř jako světelný paprsek), takže komunikace s mobilním telefonem bude přerušena jako světlo. z baterky, když jdete před palisádou.

Na frekvencích pod 2 GHz není požadavek na přímou viditelnost tak přísný: rádiová vlna se může dokonce ohnout kolem budov - ale ne tloušťku země, tzn. nemůže „překročit horizont“. Omezený dosah vysílače horizontem viditelným z výšky jeho antény umožňuje organizaci mobilní síť , tj. taková síť, ve které lze opakovaně používat stejné frekvenční kanály v nesouvislých územních oblastech („buňkách“).

Poznámka 1: Když lidé mluví o „mobilním telefonu“ nebo „mobilní síti“, obvykle to myslí mobilní mobilní telefonní síť . Takové sítě jsou obvykle rozmístěny v souladu s uznávanými mezinárodními standardy; zabírají část rozsahů kolem 450 MHz, 800 MHz a 900 MHz a nejnovější standard nabízí frekvenci kolem 1800 MHz (tedy 1,8 GHz). Mobilní mobilní telefonie je samostatný, specificky regulovaný druh telekomunikační činnosti a nebudeme se jí zde dále zabývat. Samotný celulární princip výstavby sítě přímo nesouvisí s mobilitou je jednoduše způsob, jak používat stejné frekvence znovu a znovu, dokonce i v omezené oblasti.

Poznámka 2: Bez zmínky by byl obrázek neúplný satelitní komunikace . Všechny argumenty o kapacitě různých frekvenčních rozsahů zde zůstávají v platnosti, jen pojem „horizont“ téměř zaniká, protože z polárních oblastí je viditelný i satelit visící nad rovníkem ve vhodné délce (nikoli na opačné polokouli). Je jasné, že i úzce nasměrovaná anténa na satelitu vytváří na zemském povrchu „bod“ o velikosti stovek nebo tisíců kilometrů. Satelity proto ve srovnání s pozemními rádiovými sítěmi využívají vlnění velmi nehospodárně, bez možnosti opětovného využití stejných frekvencí, jako je tomu v celulárních sítích. Satelitní komunikace je také samostatným tématem ke zvážení a nebudeme se jím zde zabývat. Jen to musíte mít na paměti velmi významná část frekvenčního spektra je obsazena stávající satelitní komunikací nebo vyhrazena pro budoucnost.

Směrovost antény

V rádiových přenosových sítích se používají jako úzce zaměřené antény, a antény s širším sektorem pokrytí, až všesměrový (oběžník). Pro typ připojení point-to-point jsou použity dvě (úzce) směrové antény; Takto se staví např. radioreléové přenosové linky , ve kterém vzdálenost mezi sousedními reléovými věžemi může být desítky kilometrů. Vysoce směrová anténa zaostřuje radiový paprsek a zvyšuje jeho hustotu energie; Vysílač daného výkonu tedy „vystřelí“ na větší vzdálenost.

Jiný typ komunikace bude získán použitím pouze všesměrových antén. V tomto případě bude dosaženo konektivity každý s každým . Tato topologie je obvykle používána malými institucionálními sítěmi rozmístěnými v omezené oblasti.

Nakonec, pokud ve středu "buňky" umístíme základnové stanice všesměrovou anténou a všechny jím obsluhované účastníky vybavíme směrovými anténami na ni zaměřenými, pak získáme topologii tečka-mnoho teček . Propojíme-li také základnové stanice mezi sebou v určité hierarchii (buď radioreléovými linkami nebo jednoduše radiovým spojením point-to-point nebo kabelovými kanály), dostaneme celou celulární síť. V tomto případě se bude jednat o pevnou celulární síť, protože mobilní předplatitel nemůže mít směrovou anténu.

Komentář: Mobilní celulární síť je postavena na stejném principu, ale s využitím všesměrových antén i pro mobilní účastníky, kteří se navzájem neruší, a to jak proto, že mluví vždy na různých kanálech (nebo se střídají na stejném kanálu), tak proto, že signál z mobilního zařízení je mnohem slabší než signál ze základnové stanice a může být správně přijímán pouze základnovou stanicí, nikoli však jiným mobilním zařízením.

Technologie širokopásmového signálu (BTS)

Abyste mohli vyslat vysoce výkonný rádiový signál v mikrovlnném dosahu, potřebujete drahý vysílač se zesilovačem a drahou anténu s velkým průměrem. Abyste mohli bez rušení přijímat signál s nízkým výkonem, potřebujete také drahou velkou anténu a drahý přijímač se zesilovačem.

To je případ použití konvenčního „úzkopásmového“ rádiového signálu, kdy přenos probíhá na jedné konkrétní frekvenci, přesněji v úzkém pásmu rádiového spektra obklopujícího tuto frekvenci (frekvenční kanál). Obraz je dále komplikován různými vzájemnými interferencemi mezi vysokovýkonnými úzkopásmovými signály přenášenými blízko sebe nebo na podobných frekvencích. Zejména úzkopásmový signál může být jednoduše rušen (náhodně nebo úmyslně) vysílačem dostatečného výkonu naladěným na stejnou frekvenci.

Byla to právě tato zranitelnost vůči rušení konvenčními rádiovými signály, která vedla k vývoji, nejprve pro vojenské aplikace, zcela odlišného principu rádiového přenosu zvaného technologie širokopásmový signál, nebo signál podobný šumu(obě verze termínu odpovídají zkratce ShPS ). Po mnoha letech úspěšného obranného použití našla tato technologie civilní uplatnění a právě v této funkci se zde bude diskutovat.

Bylo zjištěno, že kromě charakteristických vlastností (vlastní odolnost proti rušení a nízká úroveň generovaného rušení) se tato technologie ukázala jako relativně levné pro sériovou výrobu. Efektivita nákladů je způsobena skutečností, že veškerá složitost širokopásmové technologie je naprogramována do několika mikroelektronických součástek („čipů“) a náklady na mikroelektroniku v hromadné výrobě jsou velmi nízké. Pokud jde o zbývající součásti širokopásmových zařízení - mikrovlnná elektronika, antény - jsou levnější a jednodušší než v obvyklém „úzkopásmovém“ případě, kvůli extrémně nízkému výkonu používaných rádiových signálů.

Myšlenka ShPS je, že používá výrazně širší frekvenční pásmo než je požadováno pro normální (v úzkém frekvenčním kanálu) vysílání. Byly vyvinuty dvě zásadně odlišné metody pro použití tak širokého frekvenčního pásma - metoda DSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) a metoda FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum). Obě tyto metody poskytuje standard 802.11 (Radio-Ethernet).

Metoda přímé sekvence (DSSS)

Aniž bychom zacházeli do technických detailů, metodu přímé sekvence (DSSS) lze chápat následovně. Celé používané „široké“ frekvenční pásmo je rozděleno na určitý počet subkanálů - podle standardu 802.11 je těchto kanálů 11 a s takovými budeme počítat v dalším popisu. Každý vysílaný bit informace je konvertován podle předem stanoveného algoritmu na sekvenci 11 bitů a těchto 11 bitů je přenášeno současně a paralelně pomocí všech 11 subkanálů. Po přijetí je přijatá bitová sekvence dekódována pomocí stejného algoritmu jako při jejím kódování. Jiný pár přijímač-vysílač může používat jiný kódovací a dekódovací algoritmus a může existovat mnoho různých algoritmů.

Prvním zřejmým výsledkem použití této metody je ochrana přenášených informací před odposlechem ("cizí" DSSS přijímač používá jiný algoritmus a nebude schopen dekódovat informace, které nejsou ze svého vysílače). Jako důležitější se ale ukázala jiná vlastnost popsané metody. Spočívá v tom, že díky 11-násob nadbytečnost lze provést převody signál velmi nízkého výkonu (ve srovnání s úrovní výkonu signálu při použití konvenční úzkopásmové technologie), aniž by se zvětšila velikost antén .

V tomto případě poměr úrovně přenášeného signálu k úrovni hluk, (tedy náhodné nebo záměrné rušení), takže přenášený signál je již v obecném šumu nerozeznatelný. Ale díky své 11násobné redundanci jej bude přijímací zařízení stále schopno rozpoznat. Je to, jako by nám napsali 11krát stejné slovo a některé kopie byly napsány nečitelným rukopisem, jiné byly napůl vymazané nebo na přepáleném papíru - ale stejně ve většině případů budeme schopni určit jaký druh slova to je porovnáním všech 11 kopií .

Další mimořádně užitečnou vlastností zařízení DSSS je to, že vzhledem k jejich velmi nízké úrovni výkonu, jeho signál, prakticky neruší konvenční rádiová zařízení (úzkopásmový vysoký výkon), protože ta zaměňují širokopásmový signál za šum v rámci přípustných limitů. Na druhou stranu běžná zařízení neruší širokopásmová, protože jejich vysokovýkonné signály „šumí“ pouze ve svém vlastním úzkém kanálu a nedokážou přehlušit celý širokopásmový signál. Je to, jako by dopis napsaný ve velké velikosti byl vystínován tenkou tužkou s tlustým fixem - pokud tahy nejsou v řadě, budeme moci dopis přečíst.

V důsledku toho můžeme říci, že využití širokopásmových technologií umožňuje využívat stejnou část rádiového spektra dvakrát- konvenční úzkopásmová zařízení a "navrch" - širokopásmová.

Shrneme-li, můžeme zdůraznit následující vlastnosti technologie NPS, alespoň pro metodu přímé sekvence:

- Imunita proti hluku.

- Neruší ostatní zařízení.

- Důvěrnost přenosů.

- Nákladově efektivní pro hromadnou výrobu.

- Možnost opětovného použití stejné části spektra.

Metoda frekvenčního přeskakování (FHSS)

Při kódování pomocí metody frekvenčního přeskakování (FHSS) je celé frekvenční pásmo přidělené pro vysílání rozděleno do několika subkanálů (podle standardu 802.11 je těchto kanálů 79). Každý vysílač používá v každém daném okamžiku pouze jeden z těchto subkanálů a pravidelně přeskakuje z jednoho subkanálu do druhého. Norma 802.11 četnost takových skoků nefixuje – v každé zemi ji lze nastavit jinak. Tyto skoky se vyskytují synchronně ve vysílači a přijímači v předem stanovené pseudonáhodné sekvenci známé oběma; Je jasné, že bez znalosti sledu přepínání je také nemožné přijmout přenos.

Další dvojice vysílač-přijímač bude používat jinou sekvenci přepínání frekvence, nastavenou nezávisle na první. Takových sekvencí může být mnoho v jednom frekvenčním pásmu a v jedné přímce viditelnosti (v jedné „buňce“). Je jasné, že s rostoucím počtem současných přenosů roste i pravděpodobnost kolizí, kdy například dva vysílače současně přeskočily na frekvenci č. 45, každý v souladu se svou sekvencí, a vzájemně se rušily.

Metoda frekvenčního skoku, stejně jako metoda přímé sekvence popsaná výše, poskytuje důvěrnost a určitá odolnost přenosu vůči šumu. Odolnost proti šumu je zajištěna tím, že pokud se nepodařilo přijmout přenášený paket na žádném ze 79 subkanálů, přijímač to ohlásí a přenos tohoto paketu se opakuje na jednom z dalších (ve skokové sekvenci) subkanálů.

Úzkopásmové a širokopásmové signály

1.Úzkopásmový signál

Signál se nazývá úzkopásmový (NB), pokud je šířka jeho spektra výrazně menší než průměrná frekvence (obr. 1.1):

Rýže. 1.1

Typickými představiteli UPS jsou modulované rádiové signály. UPS může také obsahovat několik rádiových signálů s vlastními nosiči, které dohromady zaujímají poměrně úzké frekvenční pásmo.

Jako první přiblížení k analýze průchodu UPS přes radioelektronické obvody může být takový signál reprezentován jako harmonický na průměrné frekvenci. Lepší přiblížení poskytuje zobrazení UPS ve formě kvaziharmonické oscilace, která pomalu (oproti) okamžitá změna amplitudy a frekvence. V tomto případě se předpokládá, že v poměrně krátké době (menší než změny amplitudy a frekvence) lze signál považovat za harmonický.

Obecně lze UPS reprezentovat jako

kde a -pomalu se měnící funkce času.

U klasických AM a FM oscilací se průměrná frekvence shoduje s nosnou frekvencí signálu. Pro jasnou a optimální volbuse používá Hilbertův transformační aparát, podle kterého pro daný UPSje nalezena konjugovaná funkce, definovaný jako

ve stejnou dobu

Takto definovaná obálka se shoduje se signálemv časech, kde,ty. mají společné tečny a v bodech tečnosti funkciblízko k maximům (obr. 1.2):

Rýže. 1.2

Pro takový signálHilbertova konjugovaná funkce je rovna a pro .

Na základě těchto vztahů pro harmonický signálobálka a frekvence jsou stejné:

jak byste očekávali. Zvolíte-li průměrnou frekvenci libovolně, pak i pro harmonický signál můžete získat nějakou poměrně složitou obálku, která neodpovídá skutečnosti.

Uvažujme jako příklad UPS sestávající ze součtu harmonických složek:

Za takový signál

kde

Po transformacích můžeme získat následující výraz pro okamžitou frekvenci

Pro dvoufrekvenční signál (N=2) máme

Tedy součet dvou blízko sebe ležících frekvencí () signály lze zapsat ve formě kvaziharmonické oscilace:

Obr. 1.3 znázorňuje přibližnou formu signálu sestávajícího ze dvou harmonických signálů se stejnými amplitudami (= = ).

Rýže. 1.3

Níže na Obr. 1.4 a obr. 1.5 znázorňují normalizované grafy jedné periody obálky a okamžité frekvence: biharmonický signál pro 0,5 a 0,1.

Obr.1.4

S klesající amplitudou jednoho ze signálů se okamžitá frekvence (obr. 5) plynule mění i při nízkých k průměrná frekvence je blízká frekvenci většího signálu. Z grafů na Obr. 3, Obr. 4, Obr. 5 ukazuje, že když se vzájemně ovlivňují dva signály se stejnou amplitudou, obálka amplitudy se změní z dvojnásobné amplitudy každého na nulu. Navíc v nulové fázi obálky se náhle změní na , což formálně znamená přechod nekonečnem (mezera) okamžité frekvence a zbytek času

S klesající amplitudou jednoho ze signálů se okamžitá frekvence (obr. 1.5) plynule mění i při nízkých k průměrná frekvence je blízká frekvenci většího signálu.

Rýže. 1.5

Pro malé k obálka může být znázorněna v přibližné podobě

z čehož je vidět, že obálka v tomto případě lineárně závisí na amplitudě malého signálu při konstantní amplitudě velkého. Pokud je malý signál zase kvaziharmonický

těch.

Že

Výsledná obálka tedy obsahuje lineární informaci o změnách amplitudy a fáze malého signálu, což umožňuje izolovat tuto informaci v přijímači bez nelineárních zkreslení.

2 . Širokopásmový signál

Definice ShPS. Aplikace ShPS v komunikačních systémech

Širokopásmové (komplexní, šumu podobné) signály (WBS) jsou signály, pro které jsou produkty šířky aktivního spektra F po dobu trvání T mnohem víc než jeden. Tento produkt se nazývá signální základna B. Pro ShPS

B = FT >>1 (1)

Širokopásmové připojenísignály se někdy nazývají komplexní signály na rozdíl od jednoduchých signálů(např. obdélníkový, trojúhelníkový atd.) s B=1. Protože signály s omezenou dobou trvání mají neomezené spektrum, používají se k určení šířky spektra různé metody a techniky.

Zvýšení základny v ShPS je dosaženo dodatečnou modulací (nebo manipulací) ve frekvenci nebo fázi během trvání signálu. V důsledku toho spektrum signálu F (při zachování jeho trvání T ) se výrazně rozšiřuje.

V komunikačních systémech s širokopásmovými sítěmi je šířka spektra vyzařovaného signálu F vždy mnohem větší, než je šířka informačního spektra zprávy.

ShPS se používají v širokopásmových komunikačních systémech (BCS), protože:

poskytovat komunikaci vysokou odolností proti šumu;
umožňují úspěšně bojovat proti vícecestnému šíření rádiových vln rozdělením paprsků;
umožnit současný provoz mnoha účastníků ve společném frekvenčním pásmu;
umožňují vytvářet komunikační systémy se zvýšeným utajením;
poskytují lepší využití frekvenčního spektra v omezené oblasti ve srovnání s úzkopásmovými komunikačními systémy.
1. Odolnost proti hluku ShPSS

Je určeno známým vztahem týkajícím se odstupu signálu od šumu na výstupu přijímače q 2 s odstupem signálu od šumu na vstupu přijímače ρ 2 :

q 2 = 2 Вρ 2 (2)

kde p2 = Rs / Rp (Rs, Rp - ShPS výkon a rušení);

B - základna ShPS.

Hodnota q 2 lze získat podle systémových požadavků (10...30 dB), i když ρ 2 <<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В , uspokojující (2. Jak je vidět ze vztahu (2), příjem NPS přizpůsobeným filtrem nebo korelátorem je doprovázen zesílením signálu (nebo potlačením šumu) o 2Vjednou. Proto ta hodnota

K ShPS = q 2 /ρ 2 (3)

se nazývá zisk zpracování ShPS nebo jednoduše zisk zpracování. Z (2), (3) vyplývá, že vylepšení zpracování K ShPS = 2V. V Charakteristický je příjem informací ShPSSpoměr signálu a rušení h2 = q2/2, tzn.

h 2 = Bρ 2 (4)

T Jedním z hlavních účelů komunikačních systémů se širokopásmovými komunikačními systémy je tedy zajištění spolehlivého příjmu informací pod vlivem silného rušení, kdy poměr signálu k šumu na vstupu přijímače je ρ. 2 může být mnohem méně než jedna.Je třeba ještě jednou poznamenat, že výše uvedené vztahy platí striktně pro interferenci ve formě Gaussova náhodného procesu s rovnoměrnou spektrální hustotou výkonu („bílý“ šum).

Hlavní typy ShPS

Existuje velké množství různých ShPS, které jsou rozděleny do následujících typů:

frekvenčně modulované (FM) signály;
vícefrekvenční (MF) signály;
signály s fázovým posunem (PM) (signály s kódovou fázovou modulací - signály QPSK);
diskrétní frekvenční (DF) signály (signály s kódovou frekvenční modulací - signály FFM, signály s kmitočtovým posunem (FM));
diskrétní kompozitní frekvence (DCF) (složené signály s modulací kódové frekvence - C signály K H M).

Frekvenční modulace (FM)signály jsou spojité signály, jejichž frekvence se mění podle daného zákona. Na Obr. 2.1a je znázorněn signál FM, jehož frekvence se mění podle PROTI -tvarovaný zákon od f 0 - F /2 až f 0 + F /2, kde f 0 - centrální nosná frekvence signálu, F - šířka spektra se zase rovná frekvenční odchylce F = ∆ f d. Doba trvání signálu je T.

Na rýže. 2.1b ukazuje časovou frekvenci ( f, t) - rovina, na který přibližně ukazuje rozložení energie FM signálu podle frekvence a času pomocí stínování.

Základ signálu FM podle definice (1) se rovná:

B = FT = ∆ f d T (5)

Vícefrekvenční (MF)signály (obr. 2.2a) jsou součtem N harmonických u (t) ... u N (t), jejichž amplitudy a fáze jsou určeny v souladu se zákony tvorby signálu. Nafrekvenčně-časová rovina (obr. 2.2b), rozložení energie jednoho prvku (harmonického) MF signálu na kmitočtu je zvýrazněno stínováním f k . Všechny prvky (všechny harmonické) zcela pokrývají vybraný čtverec se stranami F a T. Signální základna B rovná ploše náměstí. Šířka spektra prvků F 0 ≈1/T. Proto základ MF signálu

B = F / F 0 = N (6)

Rýže. 2.1 - Frekvenční modulace

a) mají špatný faktor výkyvu (viz obr. 2.2a);

b) získat velkou základnu V je nutné mít velký počet frekvenčních kanálů N. Proto se signály MF dále neuvažují.

Klíčování fázovým posunem (PM)signály představují sled rádiových pulsů, jejichž fáze se mění podle daného zákona. Fáze obvykle nabývá dvou hodnot (0 nebo π). V tomto případě radiofrekvenční FM signál odpovídá video FM signálu (obr. 2.3a), který se skládá z kladných a záporných pulzů. Pokud počet pulsů N, pak doba trvání jednoho pulzu je rovna τ 0 = T/N, a šířka jeho spektra je přibližně stejná jako šířka spektra signálu F° = 1/t° = N/T. Na časově-frekvenční rovině (obrázek 3b)Stínování udává rozložení energie jednoho prvku (pulsu) FM signálu. Všechny prvky překrývají vybraný čtverec se stranami F a T. FM signálová základna

B = FT = F /τ 0 = N , (7)

těch. B rovný počtu impulsů v signálu.

Možnost použití FM signálů jako BPS se bázemi B = 10 4 ...10 6 omezeny především zpracovatelským zařízením. Při použití přizpůsobených filtrů ve formě zařízení SAW je možný optimální příjem FM signálů s maximálními bázemi Vmax = 1000 ... 2000 FM signály zpracované takovými filtry mají široká spektra (asi 10 ... 20 MHz) a relativně krátké trvání (60 ... 100 us). Zpracování FM signálů pomocí videofrekvenčních zpožďovacích linek při přenosu spektra signálů do videofrekvenční oblasti umožňuje získat báze B= 100 při F = 1 MHz, T = 100 us.

Velmi slibné jsou přizpůsobené filtry založené na zařízeních s nábojovou vazbou (CCD). Podle publikovaných údajů je pomocí přizpůsobených CCD filtrů možné zpracovat signály PM se bázemi 10 2 ... 10 3 s dobou trvání signálu 10-4 ... 10 -1 S. Digitální korelátor na CCD je schopen zpracovat signály až do báze 4∙10 4 .

Obr 2.2 - Multi-frekvencesignál a časově-frekvenční rovina

Obr 2.3 - Fázový klíčsignál a časově-frekvenční rovina

Je třeba poznamenat, že je vhodné zpracovávat signály PM s velkými bázemi pomocí korelátorů (na LSI nebo na CCD). V tomto případě B = 4∙10 4 se zdá být extrémní. Při použití korelátorů je ale nutné především vyřešit otázku zrychleného získávání synchronismu.Vzhledem k tomu, že signály FM umožňují široké použití digitálních metod a technik generování a zpracování a je možné implementovat takové signály s relativně velkými bázemi, pak y FM signály jsou jedním ze slibných typů širokopásmového připojení.

Diskrétní frekvence (DF)signály představují sekvenci rádiových pulsů (obr. 4a), jejichž nosné frekvence se mění podle daného zákona. Nechť je počet impulsů v DF signálu M, doba trvání pulsu je T 0 =T/M, jeho šířka spektra F° = 1/To = M/T. Nad každým impulsem (obrázek 4a) je uvedena jeho nosná frekvence. V rovině času a frekvence (obrázek 4b) jsou čtverce, ve kterých je distribuována energie pulsů stejnosměrného signálu, zastíněny.

Jak je vidět z obrázku 4b, energie signálu DF je v rovině času a frekvence rozložena nerovnoměrně.Databáze HF signálů

B = FT =M F 0 MT 0 = M 2 F 0 T 0 = M 2 (8)

od základny hybnosti F 0 T 0 = l . Z (8) vyplývá hlavní výhoda DF signálů: získat potřebnou bázi B počet kanálů M = , tj. výrazně méně než u MF signálů. Právě tato okolnost vedla k pozornosti k takovým signálům a jejich použití v komunikačních systémech. Zároveň pro velké základy B = 10 4 ... 10 6 Není praktické používat pouze signály DF, protože počet frekvenčních kanálů je M = 10 2 ... 10 3 , který se zdá být příliš velký.

Diskrétní složená frekvence (DCF)Signály jsou HF signály, ve kterých je každý impuls nahrazen signálem podobným šumu. Na Obr. Obrázek 2.5a ukazuje FM videofrekvenční signál, jehož jednotlivé části jsou přenášeny na různých nosných frekvencích. Čísla frekvencí jsou uvedena nad signálem FM. Na obrázku 2.5b je znázorněna časově-frekvenční rovina, na které je stínováním zvýrazněno rozložení energie signálu DFS. Obr. 2.5b se strukturou neliší od Obr. 2.4b, ale pro obr. 2.5b plocha F 0 T 0 = N 0 -rovná se počtu pulzů signálu FM v jednom frekvenčním prvku signálu DFS. DFS signálová základna

B = FT = M 2 F 0 T 0 = N 0 M 2 (9)

Počet impulsů celkového signálu PM N = N° M

Rýže. 2,4 - Diskrétní frekvencesignál a časově-frekvenční rovina

Na Obr. 2.5 Signál DFS obsahuje jako prvky signály FM. Proto budeme tento signál zkracovat jako signál DFS-FM. Jako prvky signálu DFS můžeme brát signály DFS. Je-li základna signálního prvku DF B = F 0 T 0 = M 0 2 pak základ celého signálu B = M 0 2 M 2

Obr 2.5 - Diskrétní složená frekvenceDFS-FM fázově posunutý klíčovací signál a časově-frekvenční rovina.

Takový signál může být zkrácen jako DSCH-FM. Počet frekvenčních kanálů v signálu DFS-FM je M 0 M. Pokud mají signál DF (viz obrázek 2.4) a signál FM-FM stejný základ, pak mají stejný počet frekvenčních kanálů. Proto signál DFS-FM nemá žádné zvláštní výhody oproti signálu DF. Ale principy konstrukce FM signálu mohou být užitečné při konstrukci velkých systémů FM signálů. Nejslibnější širokopásmové signály pro komunikační systémy jsou tedy signály FM, MF a DFS-FM.

U(t)

f 0 + F/2

f0-F/2

U 1 (t)

f 0 + F/2

f0-F/2

U N (t)

U(t)

f 0 + F/2

f0-F/2

∙ ∙ ∙

∙ ∙ ∙ N