Nelineární zkreslení zvukové cesty. Faktor nelineárního zkreslení - THD. Basové zesilovače. Zkreslení zvuku ve zvukovém zařízení a opatření k jeho potlačení

Měření nelineárního zkreslení na šumovém signálu

Autor v článku upozorňuje čtenáře na jednu prakticky nepoužívanou metodu měření nelinearity zesilovačů. Výsledky objektivních měření nelineárních zkreslení UMZCH touto metodou se překvapivě shodují s výsledky jejich subjektivních hodnocení při expertním poslechu.

Známé způsoby měření nelineárních zkreslení v cestách přenosu zvuku jsou velmi rozmanité. Harmonická metoda se rozšířila jako nejjednodušší metoda pro experimenty a vhodná pro výpočty. Další méně obvyklé metody jsou rozdílový tón, modulovaný tón, intermodulace (intermodulace). Měří se také přechodné intermodulační zkreslení.

Výše uvedené metody mají své vlastní oblasti použití. Navíc každý z nich používá speciální signály, které poskytují největší účinnost při detekci produktů zkreslení. Právě to je však důvodem jejich nízkého informačního obsahu ohledně integrálního posouzení zkreslení vnesených do zvukové cesty a významně ovlivňující subjektivní (odborné) posouzení kvality přenosu skutečných zvukových signálů.

Znatelnost nelineárních zkreslení reálného signálu souvisí s tím, jak často, uvažujeme-li proces v čase, nebo s jakou pravděpodobností, použijeme-li na něj statistickou míru, jeho okamžité hodnoty spadají do oblasti významné nelinearity cestu přenosu zvuku. Mnoho lidí pravděpodobně pozorovalo, jak při snížení úrovně signálu v přetíženém kanálu zmizí chrapot zvuku. Čím méně často dopadají špičky signálu do oblasti přetížení, tím je menší.

Typická charakteristika funkcí přenosu signálu s v cestě přenosu zvuku je na Obr. 1, a. Zde: sin, sout - vstupní a výstupní signály normalizované výkonem; W(s) - hustota pravděpodobnosti okamžitých hodnot signálu sin. Sekce A odpovídá relativně malé nelinearitě a sekce B odpovídá velké nelinearitě. Pro usnadnění analýzy je na Obr. Obrázek 1b ukazuje grafy rozložení hustoty pravděpodobnosti W(s) okamžitých hodnot dvou signálů o stejné síle: bílého (Gaussova) šumu (křivka 2) a harmonického (křivka 1). Jak vyplývá z Obr. 1a, všechny hodnoty vstupního signálu omezeného funkcí W(s) pro sinusoidu spadají do úseku přenosové charakteristiky s menší nelinearitou, zatímco pro šumový signál jsou 16 % času jeho hodnoty v úsecích. přenosové charakteristiky s vysokou nelinearitou. Je jasné, že šumový signál podléhá mnohem většímu zkreslení než sinusový.

Prezentovány jsou výsledky studií hustoty pravděpodobnosti okamžitých hodnot přirozených zvukových signálů (řeč a hudba). Z hlediska jejich rozložení úrovní se ukázalo, že mají mnohem blíže k šumovému signálu než k harmonickému. V důsledku toho odhad nelineárních zkreslení na základě výše uvedených metod poskytuje nesprávné reprezentace skutečných nelineárních zkreslení skutečných signálů.

Méně známé metody měření, které využívají šumové signály, jsou výrazně vypovídající.

Jedna z metod se používá v kinematografii a televizi k měření nelineárních zkreslení ve fotografické zvukové stopě. Blokové schéma měření a spektrální diagramy pro tuto metodu jsou na obr. 2. Obr.

Měřicí signál je vytvářen generátorem bílého šumu GBSH, omezeným PF pásmovým filtrem na frekvenční pásmo 3...12 kHz, který je přiváděn na vstup měřeného objektu. Produkty nelineárního zkreslení PNI (intermodulace) šumového signálu jsou měřeny voltmetrem V za dolní propustí s vážením ve frekvenčním pásmu 30 Hz... 1,2 kHz. Číselný indikátor nelinearity je poměr, vyjádřený v decibelech, střední kvadratické hodnoty napětí produktů zkreslení (UC) k napětí referenčního signálu (UV) generovaného generátorem zabudovaným v zařízení s frekvencí 1 kHz:

KISH = 20 lg (UС/UВ). (1)

Popsaná metoda měření je implementována v zařízení 7E-67 a je úspěšně používána ve filmových studiích. V televizi je podobným zařízením INIF metr.

Měření zkreslení se provádí také harmonickou metodou s použitím měřicího signálu ve formě třetinooktávového pásma šumu. Blokové schéma a spektrální schémata jsou na Obr. 3.

Z růžového šumu generovaného generátorem GRS blokem pásmových filtrů FFT se střídavě vybírají pásma pro studium objektu měření ROI a pokles hladiny o 3 dB na oktávu s rostoucí frekvencí zajišťuje konstantní výkon měřicí signál v libovolném třetinooktávovém pásmu. Ze součinů zkreslení napětí signálu U1 se berou v úvahu pouze jeho harmonické U2, U3 umístěné v třetinooktávových pásmech s průměrnými frekvencemi nf1, kde n = 2, 3...,f1 je průměrná frekvence měřicího signálu. kapela. Měření se provádějí pomocí reproduktorového spektrálního analyzátoru připojeného k výstupu měřeného objektu. Číselný ukazatel koeficientu harmonického zkreslení šumového signálu je určen vzorcem:

Je třeba vzít v úvahu, že spolehlivost měření touto metodou výrazně závisí na omezení šířky pásma měřeného objektu.

Existují i ​​jiné, složitější metody měření využívající šumové signály. Široké použití takových signálů při měření ve zvukových zařízeních podle autora brání řada faktorů: nedostatek a vysoké náklady na zařízení pro analýzu náhodných signálů, potřeba revidovat standardy (například výstupní výkon v zesilovačích ), a setrvačnost myšlení mnoha inženýrů zvyklých na sinusové signály.

Pro praktické posouzení efektivity využití šumových signálů autor provedl srovnávací měření nelineárních zkreslení v několika UMZCH standardní technikou (harmonická metoda) a na šumovém signálu pomocí zařízení 7E-67 při stejných hodnotách přetížení zesilovače. . Pro testování byly vybrány UMZCH různého provedení obvodů a základny prvků, určené pro ozvučení velkých místností (výkon 100 W a více, všechny modely měly indikátory přetížení). Kromě toho bylo provedeno subjektivní hodnocení kvality (SQA) reprodukce zvuku na desetibodové škále.

Výsledky testů nelinearity zesilovače jsou uvedeny v tabulce. Výkonové zesilovače 1 - 4 jsou tranzistorové s různou hloubkou zpětné vazby (A), zesilovač 5 je elektronkový. V tabulce jsou uvedeny hodnoty koeficientu harmonického zkreslení při frekvenci 1 kHz a koeficient intermodulace šumu pro zařízení 7E-67.

Podmíněné číslo zesilovače	Coeff. harmonické, KG, %	Coeff. šumová intermodulace, IRR, %	Poměr KG/CHISH	Celková hloubka OSS, A (dB)	SOK (bod)
1	0,01	9,8	980	78	2
2	0,02	9,3	465	72	3
3	0,01	10	100	81	1
4	0,1	0,9	9	19	5
5	0,13	0,8	6,15	14	9

Vysoká úroveň zkreslení u tranzistorových zesilovačů s hlubokou celkovou zpětnou vazbou při měření nelinearity šumovým signálem je způsobena skutečností, že měřicí signál ve formě šumu má vysoký činitel výkyvu a obsahuje poměrně široký rozsah frekvencí, což vytváří rovnoměrný širší škála produktů zkreslení a výrazný rozdíl v CG /KISH pro všechny zesilovače - zvýšení intermodulačního zkreslení při krátkodobém přetížení. Z tabulky vyplývá, že UMZCH s větší hloubkou OOS mají také vyšší poměr CG/ISH a dostávají proto nízké skóre SOC.

Na základě testů lze vyvodit následující závěry:

1. Sledování nelineárních zkreslení na šumovém signálu je mnohem informativnější a umožňuje přiblížit se subjektivnímu posouzení kvality reprodukce zvuku.

2. Při navrhování všech částí cesty přenosu zvuku je třeba usilovat nejen o snížení harmonického koeficientu, ale také koeficientu intermodulace šumu.

Popsaná metoda byla původně navržena pro měření nelinearity fotografického fonogramu filmů (při sledování kvality technologického procesu jejich replikace), proto je ve vztahu k měření v kvalitních cestách přenosu zvuku včetně reproduktorů vhodné pro nastavení šířky pásma měřicího signálu.

Měření šumové intermodulace UMZCH pro profesionální účely se v tomto případě liší tím, že toto zařízení je často používáno na maximální výkon, umožňující krátkodobé přetížení. Oproti elektronkovým zesilovačům je u tranzistorových zesilovačů při přetížení často výraznější omezení maximálního proudu, což odpovídá prudkému nárůstu nelineárního zkreslení. V UMZCH používaných v domácím prostředí se režim omezení signálu při správně zvoleném výkonu prakticky nedosahuje, proto je vhodné zvážit možnost použití techniky omezující maximální hladinu šumového signálu. V tomto případě se pravděpodobně výrazně sníží rozdíl mezi zesilovači s různými bázemi prvků. Kromě toho je třeba vzít v úvahu, že existuje řada kritických parametrů - frekvenční pásmo, fázové a přechodové charakteristiky, hladina hluku...

Literatura

1. Rakovský V.V. - M.: Umění, 1962, str. 336-353.
2. Ishutkin Yu. M., Rakovsky V. V. Měření v zařízení pro záznam a reprodukci zvuku filmů. - M.: Umění, 1985, str.
3. Shitov A.V., Belkin B.G. Statistické charakteristiky signálů reprezentujících přírodní zvuky a jejich aplikace při studiu elektroakustických systémů. - Sborník NIKFI, sv. 56, 1976
4. Rakovsky V.V. Metoda měření nelineárních zkreslení ve fotografickém příčném fonogramu. Auto. datum č. 136573 (1960) - BI, 1961, č. 5.
5. RTM 19-17-72. Fólie 35 a 16 mm. Technologické předpisy pro kompenzační způsob záznamu negativů, fotografické zpracování, tisk pozitivů a kontrolu kvality fotografických zvukových záznamů. - M.: NIKFI, 1972.
6. Penkov G. Varhu je měřen na nelineární křivosti s náhodným stacionárním signálem. Měřeno na nelineárních zakřiveních s tlustou páskou od běžného šumu. - Novinky na NIIKRA, roč. 6. - Sofie, 1966.
7. Zhuravlev V. M. Metoda pro měření nelineárních zkreslení pomocí šumových pásem. Cand. diss. LICKY, 1967.
8. Belkin B. G., Bork A. A. Vztah mezi koeficienty nelineárního zkreslení měřenými na šumových a sinusových signálech. - Filmová a televizní technika, 1968, č. 7.
9. GOST 16122-78. Reproduktory. Metody elektroakustických zkoušek.

Ministerstvo školství a vědy Ruské federace.

Federální agentura pro vzdělávání.

Yelets State University pojmenovaná po. .

Technicko-fyzikální fakulta.

Katedra radioelektroniky a výpočetní techniky

KURZOVÁ PRÁCE

na téma: "zkreslení v elektronce, tranzistor, digitální UMZCH."

Dokončeno: Student skupiny F-51

Přijato: Umění. Rev.

Yelets-2008.

O znatelnosti nelineárních zkreslení................................................ ........ 3 elektronky, tranzistory a „číslice“ v ultrazvukové frekvenci ................................... ...................... 6 Charakteristika nelineárního zkreslení........................ ........Metoda korekce nelineárních zkreslení...... ............Seznam použitých zdrojů............... ......................................

O viditelnosti nelineárních zkreslení.

Celá historie reprodukce zvuku se skládala z pokusů přiblížit iluzi originálu. A přestože jsme urazili obrovskou vzdálenost, stále jsme velmi, velmi daleko od toho, abychom se plně přiblížili živému zvuku. Rozdíly v mnoha parametrech lze měřit, ale poměrně málo z nich stále zůstává mimo zorné pole vývojářů zařízení. Jednou z hlavních charakteristik, které spotřebitel s jakýmkoli školením vždy věnuje pozornost, je faktor nelineárního zkreslení (THD).

A jaká hodnota tohoto koeficientu poměrně objektivně vypovídá o kvalitě zařízení? Ti netrpěliví mohou na konci hned najít pokus o odpověď na tuto otázku. Ve zbytku budeme pokračovat. Tento koeficient, který se také nazývá koeficient celkového harmonického zkreslení, je poměr, vyjádřený v procentech, efektivní amplitudy harmonických složek na výstupu zařízení (zesilovač, magnetofon atd.) k efektivní amplitudě signál základní frekvence, když je na vstup zařízení přiveden sinusový signál této frekvence. Umožňuje tedy kvantifikovat nelinearitu přenosové charakteristiky, která se projevuje ve výstupním signálu výskytem spektrálních složek (harmonik), které ve vstupním signálu chybí. Jinými slovy, dochází ke kvalitativní změně spektra hudebního signálu. Kromě objektivních harmonických zkreslení přítomných ve slyšitelném zvukovém signálu existuje problém zkreslení, která nejsou přítomna ve skutečném zvuku, ale jsou pociťována v důsledku subjektivních harmonických, které vznikají v hlemýždi středního ucha při vysokých hodnoty akustického tlaku. Lidské sluchadlo je nelineární systém. Nelinearita sluchu se projevuje tím, že když je bubínek vystaven sinusovému zvuku o frekvenci F harmonické tohoto zvuku s frekvencemi 2 F, 3F atd. Protože tyto harmonické nejsou přítomny v primárním ovlivňujícím tónu, nazýváme je subjektivními harmonickými.

To přirozeně dále komplikuje myšlenku maximální přípustné úrovně harmonických ve zvukové cestě. Se zvyšující se intenzitou primárního tónu se prudce zvyšuje velikost subjektivních harmonických a může dokonce převyšovat intenzitu primárního tónu. Tato okolnost odůvodňuje předpoklad, že zvuky s frekvencí nižší než 100 Hz nejsou samy o sobě cítit, ale kvůli subjektivním harmonickým, které vytvářejí, spadají do frekvenčního rozsahu nad 100 Hz, tedy v důsledku nelinearity sluchu. Fyzikální důvody výsledných hardwarových zkreslení v různých zařízeních jsou různé povahy a podíl každého z nich na celkovém zkreslení celé cesty není stejný. Zkreslení moderních CD přehrávačů je velmi nízké a ve srovnání se zkreslením jiných jednotek téměř nepostřehnutelné. U reproduktorových soustav je nejvýraznější nízkofrekvenční zkreslení způsobené basovou hlavou a norma specifikuje požadavky pouze na druhou a třetí harmonickou ve frekvenčním rozsahu do 250 Hz. A pro velmi dobře znějící reproduktorový systém mohou být v rozmezí 1 % nebo dokonce o něco více. U analogových magnetofonů je hlavním problémem spojeným s fyzikálním základem záznamu na magnetickou pásku třetí harmonická, jejíž hodnoty jsou obvykle uvedeny v pokynech pro míchání. Ale maximální hodnota, při které se například měření hladiny hluku vždy provádí, jsou 3 % pro frekvenci 333 Hz. Zkreslení elektronické části magnetofonu je mnohem nižší.

Jak u akustiky, tak u analogových magnetofonů, vzhledem k tomu, že zkreslení jsou převážně nízkofrekvenční, je jejich subjektivní znatelnost značně snížena díky maskovacímu efektu (který spočívá v tom, že u dvou současně znějících signálů je vyšší -frekvence jedna je lépe slyšet). Takže hlavním zdrojem zkreslení ve vašem obvodu bude výkonový zesilovač, ve kterém je zase hlavním zdrojem nelinearita přenosových charakteristik aktivních prvků: tranzistorů a elektronek a v transformátorových zesilovačích nelineární zkreslení transformátoru jsou také přidány, spojené s nelinearitou magnetizační křivky. Je zřejmé, že zkreslení závisí jednak na tvaru nelinearity přenosové charakteristiky, ale také na charakteru vstupního signálu.

Například přenosová charakteristika zesilovače s plynulým ořezáváním při velkých amplitudách nezpůsobí žádné zkreslení u sinusových signálů pod úrovní ořezu, ale když se signál zvýší nad tuto úroveň, zkreslení se objeví a bude se zvyšovat. Tento typ omezení je vlastní především elektronkovým zesilovačům, což může do jisté míry sloužit jako jeden z důvodů preference těchto zesilovačů posluchači. A tuto funkci využil NAD v řadě svých uznávaných zesilovačů s „soft limiting“, vyráběných od počátku 80. let: možnost zapnout režim s imitací ořezávání elektronek vytvořila velkou armádu fanoušků tranzistorových zesilovačů této společnosti. . Naproti tomu charakteristika středového řezání (krokové zkreslení) zesilovače, která je typická pro tranzistorové modely, způsobuje zkreslení v hudebních a malých sinusových signálech a zkreslení se bude zmenšovat s rostoucí úrovní signálu. Zkreslení tedy závisí nejen na tvaru přenosové charakteristiky, ale také na statistickém rozložení úrovní vstupního signálu, které se u hudebních programů blíží šumovému signálu. Kromě měření SOI pomocí sinusového signálu je tedy možné měřit nelineární zkreslení zesilovacích zařízení pomocí součtu tří sinusových nebo šumových signálů, což ve světle výše uvedeného poskytuje objektivnější obraz o zkreslení.

Bohužel se jim nedostalo mezinárodního uznání ani široké distribuce. Nedostatečně propracovanou metodiku měření SOI přesvědčivě demonstruje tzv. „tranzistorový paradox“. Jak vlastně vysvětlit, že podle výsledků četných subjektivních zkoumání dostávají jasnou preferenci elektronkové zesilovače se SOI, stokrát i tisíckrát větší než zesilovače tranzistorové? Analýza spektrálního složení zkreslení elektronkových a tranzistorových zesilovačů ukazuje jejich významný rozdíl: u elektronkových zesilovačů se na zkreslení podílejí především harmonické nižšího řádu a jejich intenzita u tranzistorového zesilovače úměrně klesá , spektrum je mnohem širší a intenzita složek se nehodí k žádnému vzoru.

Je zřejmé, že s přihlédnutím k maskovacímu efektu je oslaben vliv na subjektivní vnímání harmonických složek zkreslení nižšího řádu, a tím je zdůrazněna role vyšších harmonických. Pro správnější posouzení zkreslení by tedy bylo nutné zavést váhové koeficienty při sčítání harmonických při stanovení efektivní amplitudy zkreslení a vliv vyšších harmonických by se měl zvýšit. Pro taková měření však neexistují žádné obecně uznávané metody. Pro typickou nelinearitu „krokového“ typu je úroveň zkreslení sluchem pro sinusový signál 0,1 % a pro hudební signály 1 %.

Harmonické zkreslení se měří ve frekvenčním rozsahu 40 Hz až 16 kHz a v rozsahu úrovní od jmenovité výstupní úrovně do mínus 23 dB. THD moderních zesilovačů se obvykle pohybuje od 0,001 do 296. Pro zesilovače třídy hi-fi nastavují mezinárodní standardy (IEC 581-6 atd.) standard zkreslení 0,7 %. Chcete-li zkontrolovat znatelnost zkreslení ve vašem domácím systému, můžete použít speciální nahrávky se zavedenou, přísně stanovenou úrovní zkreslení. Například na testovacím CD „MY DISC“ (Sheffild Lab) je tucet skladeb s nahrávkami samostatné sinusovky a hudebního signálu s úrovněmi zkreslení 0,03 %, 0,1 % a tak dále s postupně se zvyšujícím zkreslením až do 10 %. .

Elektronky, tranzistory a „číslice“ v ultrazvuku.

Legendy o specifických digitálních zkresleních, které neregistrují žádné nástroje, zabíjející zvuk, jsou stejně absurdní jako telepatie resp
"tranzistorový" zvuk. Mezi audiofily se kupodivu stále traduje historka o jistém „bezduchém“ principu tranzistorových zesilovačů (na rozdíl od elektronkových) a „tranzistorových“ zkresleních, která nejsou registrována měřicími přístroji. Koncem sedmdesátých let byl však tento fenomén komplexně studován a podrobně vysvětlen v mnoha článcích, včetně veřejného radioamatérského časopisu „Radio“. Podstata „tranzistorového“ zvuku spočívá v různých rychlostech útlumu amplitudy harmonických nelineárních zkreslení a velmi malém relativním počtu sudých harmonických v tranzistorových zesilovačích. Elektronkové zesilovače se vyznačují exponenciálním (mnohem rychlejším) a tranzistorové zesilovače nepřímo úměrným (pomalým) poklesem harmonických amplitud s rostoucí frekvencí. Zároveň u elektronkových zesilovačů dochází k psychoakustickému jevu (mimochodem, který tvoří základ standardu komprese zvuku MPEG) maskování několika prvních harmonických téměř všech harmonických s vyšší frekvencí. Subjektivně se tak do signálu v elektronkovém zesilovači přidává jen pár prvních sudých a lichých harmonických a jejich úroveň by měla být dost výrazná. Typicky má hi-end elektronkový zesilovač THD 0,5 % až 3,0 % (například „první“ zesilovač za 900 dolarů zmíněný v recenzi hi-end zesilovačů v časopise Audi o-Video Salon, č. 6, strana 61) .

Nutno podotknout, že na stejném principu fungují studiové efektové procesory pro zpracování zvuku – budiče. Svým způsobem je elektronkový zesilovač budič. Proto nejsou elektronkové zesilovače s velmi nízkým nelineárním zkreslením oblíbené mezi audiofily, kteří svůj zvuk charakterizují jako odtažitý, neemotivní, nepřidávající jas signálu, blízký zvuku tranzistorového zesilovače s velmi nízkým nelineárním zkreslením. U tranzistorových zesilovačů je maskovací efekt mnohem slabší, díky čemuž má vzrušující efekt za následek přidání zvukové „špína“ a „písku“. Proto pro získání zvuku, který se alespoň trochu blíží „elektronce“, je nutné řádově snížit faktor nelineárního zkreslení. Jedná se o složitý technický problém a jeho řešení moderními metodami není vždy ekonomicky opodstatněné. Jednoduše řečeno, elektronkový zesilovač vyrobený v jihovýchodní Asii může stát výrazně méně než tranzistorový hi-end zesilovač vyrobený v Americe nebo Evropě, při subjektivně stejné kvalitě zvuku. Což ve skutečnosti vedlo ke krizi a krachu mnoha malých amerických firem působících na trhu hi-end na začátku roku 1998 (viz magazín Class A, březen 1998).

Levné ADC a DAC se vyznačují absencí poklesu harmonických amplitud s rostoucí frekvencí. Měření provedená na zvukových kartách v cenovém rozpětí od 10 do 60 dolarů ukázala, že u těchto karet mohou mít všechny harmonické až do vzorkovací frekvence dělené dvěma stejnou amplitudu. To je z pohledu psychoakustiky velmi složitá situace. Takové ADC/DAC mají navzdory poměrně nízkému koeficientu harmonického zkreslení (obvykle 0,02-0,04 %) jakýsi přehnaný tranzistorový zvuk a zvuk velmi dobře „zabíjejí“. U dražších modelů ADC/DAC, kde se rozpad harmonických amplitud řídí nepřímo úměrným zákonem, má zvuk již obvyklé „tranzistorové“ zabarvení. Nicméně 22-24bitové ADC/DAC vyráběné společností Analog Devices se nyní objevily s velmi nízkým (až 0,002%) koeficientem harmonického zkreslení. Jsou například použity v digitálním efektovém procesoru Boss GX700, který má podle recenzí mnoha slavných západních hudebníků ještě „lampový“ zvuk než mnohé opravdové lampové hi-fi zesilovače. Bohužel z nějakého důvodu stále nejsou na prodej žádné levné sériově vyráběné zvukové karty založené na těchto nejnovějších, nejpokročilejších a levných (pouze $ 75) ADC modelů od Analog Devices.

Je zajímavé, že v Petrohradě několik malých společností nabízí vlastní vícekanálové studiové digitizéry založené na těchto ADC. Jejich cena je samozřejmě více než 75 dolarů. Některé metody boje proti digitálnímu zkreslení. Někdy se elektronkové zesilovače používají k „oživení zvuku“ během finální přípravy zvukové stopy. U některých ruských a zahraničních společností se kompletně nahraný a digitálně smíchaný zvukový záznam převede na analogový, projde několika elektronkovými ekvalizéry (například TL Audio G400) nebo zesilovači, znovu se digitalizuje a nahraje na CD-R nebo magnetooptický disk. Samozřejmě, že tento postup bude mít určitý pozitivní účinek, ale zjevně pouze při poslechu nahrávky přes tranzistorový zesilovač. V případě použití elektronkového zesilovače může dvojitý průchod signálu elektronkami (ve fázi nahrávání a přehrávání) zvuk zcela „zabít“. Byly učiněny pokusy o digitální simulaci elektronkového zesilovače. RedValve (plug-in pro WaveLab) mě však nezaujal, i když určitá podobnost se zvukem levného elektronkového zesilovače tam určitě je. A pak, elektronkové zesilovače reprodukují vysoké frekvence (8-20 kHz) ne tak dobře. Doporučuji provést jednoduchý experiment: přefiltrujte rozsah 8-20 kHz digitálním filtrem (analogový zavádí fázové zkreslení) ve fonogramu a přehrajte jej přes elektronkový a tranzistorový zesilovač s obvyklými parametry frekvenční odezvy od 20 Hz do 30 kHz a nelineární zkreslení na úrovni 0,01 % (takové náklady ne více než 100 USD). (Přísné matematické definice frekvenční charakteristiky a koeficientu nelineárního zkreslení lze nalézt v počítači č. 000.) Za těchto podmínek odborníci v experimentech nedávali přednost elektronkovému zesilovači. Mnoha odborníkům se nelíbilo mírné změkčení elektronkového atak při reprodukci zvuků činelů a absence „hluboké“ reprodukce nejnižších frekvencí kvůli „inherentním“ omezením transformátorových zesilovačů. Zdá se tedy, že výhoda „elektronkového“ zvuku se objevuje pouze při reprodukci středních frekvencí (Hz).

Z hlediska simulace „živého“ zvuku čistě digitálními metodami je velmi zajímavý procesor Boss GX700. Je kompletně digitální a vytváří standardizované virtuální nahrávací studio v reálném čase. Nejprve je vstupní signál (z elektrické kytary atd.) odeslán do 20bitového vysoce kvalitního ADC. Dále je digitalizovaný signál zpracován elektronkovým zesilovačem a simulátorem ekvalizéru. Navíc si můžete vybrat standardní zařízení z velkého seznamu analogových zesilovačů skutečně prodávaných na trhu. Signál pak jde do reproduktorového simulátoru, reproduktorového simulátoru, který hraje velmi důležitou roli při oživování zvuku. Typ virtuálních „digitálních reproduktorů“ lze vybrat z rozsáhlého seznamu těch, které skutečně existují na audio trhu. Po „digitálních reproduktorech“ jde signál do reverberátoru, který simuluje akustické vlastnosti prostor nahrávacího studia. Rozměry místností a hodnotu koeficientu útlumu procesů dozvuku lze vybrat ze seznamu a upravit ručně.

Kromě reverbu můžete v této fázi připojit zvukové efekty flanger, chorus, phaser, harmonizer, pitch shifter a delay. Dále jde signál do mikrofonního simulátoru, jehož typ lze samozřejmě vybrat z velkého seznamu. Můžete si také vybrat umístění mikrofonu ve virtuálním studiu. Signál je poté odeslán do simulátoru lampového mikrofonního předzesilovače a nakonec na výstup audio procesoru Boss GX700. A to vše funguje v reálném čase! Čistě softwarová implementace takového zařízení pro osobní počítač bohužel zatím nebyla realizována. Je možné naprogramovat něco, co se funkčnosti Boss GX700 minimálně blíží.

Na běžných hudebních CD je signál zaznamenán se vzorkovací frekvencí 44,1 kHz. Teoreticky tedy bude maximální možná frekvence záznamu 22,05 kHz. V praxi většina moderních D/A převodníků střední ceny při dané vzorkovací frekvenci umožňuje reprodukovat frekvence až do 18-19 kHz bez znatelného zkreslení. Při vyšších frekvencích je patrný vliv digitálních a analogových interpolačních filtrů, které potlačují frekvence kolem 22 kHz až 40-50 nebo více decibelů a bohužel zavádějí některá lineární, nelineární a intermodulační zkreslení. Volba vysokofrekvenční mezní frekvence 18-19 kHz spíše než např. nad 21 kHz je způsobena především ekonomickými důvody. Složitost digitálního interpolačního filtru a tím i jeho cena prudce narůstá, když se mezní frekvence blíží polovině vzorkovací frekvence pro dané potlačení (40-50 dB) v blízkosti poloviny vzorkovací frekvence. Za předpokladu, že hudební CD je nahráno pomocí převzorkování a kvalitního digitálního filtru s mezní frekvencí cca 21 kHz a váš CD přehrávač nebo zvuková karta (pokud posloucháte hudbu na PC) používá levný DAC se slabým digitálním filtr s frekvenčním omezením je 18 kHz, pak se samozřejmě během přehrávání kvalita zvuku na nejvyšších frekvencích znatelně zhorší. Přítomnost tohoto efektu si můžete snadno ověřit a jeho projev i mírně omezit následovně.

Mnoho i velmi levných zvukových karet (Opti-931, Acer S23) podporuje vzorkovací frekvenci 48 kHz. Při jeho použití není mezní frekvence digitálního filtru 18-19 kHz, jako u vzorkovací frekvence 44,1 kHz, ale 20-21 kHz (od 48 kHz > 44,1 kHz), tedy jako u dražších DAC. Toho lze využít k produkci lepšího zvuku při vysokých frekvencích. Nejprve je třeba importovat (ripovat) stopu (stopu) z hudebního CD na váš pevný disk v digitální podobě (bez převodů DAC/ADC) do souboru wav pomocí programů WaveLab 1.6 nebo WinDac32. Poté pomocí programů WaveLab, CoolEdit nebo EDS TOOLS převzorkujte digitální signál ze standardní vzorkovací frekvence 44,1 kHz na 48 kHz. Tyto softwarové balíčky implementují vysoce kvalitní 32bitové digitální filtry s charakteristikami nejdražších studiových zařízení. Výsledný soubor wav lze přehrát pomocí standardního multimediálního přehrávače Windows 95 nebo programu WaveLab. Takové operace byly provedeny pro zvukové karty Opti-931, Yamaha SA700, Monster Sound 3D, Ensoniq Soundscape Elite, Acer S23 a ve všech případech bylo dosaženo poměrně znatelného zlepšení reprodukce nejvyšších frekvencí.

Charakteristika nelineárních zkreslení.

K nelineárnímu zkreslení dochází v zesilovači v důsledku nelinearity jeho dynamické odezvy mezi koncovými body. Předpokládejme, že máme co do činění s tranzistorovou kaskádou buzenou ze zdroje harmonického EMF E g s velmi nízkým vnitřním odporem R G, mnohonásobně menší než vstupní odpor tranzistoru R BX. V tomto případě napětí signálu báze-emitor u bae = E G - R G· i b lze prakticky považovat za harmonické, protože R G· i b" E g a pak u být ≈ E d Za těchto podmínek budou nelineární zkreslení záviset na typu dynamických charakteristik přímého přenosu (1, na obrázku níže). Křivka 2 vyjadřuje

Povaha nelineárních zkreslení 1.

změna napětí báze. Na základě vzhledu křivky 3 lze stanovit, že změny kolektorového proudu nejsou harmonické kmity; kromě hlavního frekvenčního proudu i K obsahuje druhou (4), třetí atd. harmonické. S nestejným kolísáním proudu vzhledem ke klidovému proudu já Je zřejmé, že existují i ​​harmonické, zejména druhá. Se symetrickým charakterem zkreslení (obr. níže) vznikají liché harmonické (zejména třetí), které se obvykle ukazují jako převládající.

Úroveň nelineárního zkreslení zesilovačů harmonického signálu se posuzuje především harmonickým koeficientem - poměrem střední kvadratické hodnoty napětí nebo proudu vyšších harmonických signálu, vyplývajících z nelineárních zkreslení, k napětí nebo proud základní frekvence:

;

při výpočtech je vhodnější použít hodnoty amplitudy proudu a potom

.

Povaha nelineárních zkreslení 2.

Při zesilování audiofrekvenčních signálů hrají z hlediska detekce nelineárních zkreslení sluchem největší roli složky kombinačních frekvencí | F 1± F 2|, |2F 1± F 2|, |2F 2± F 1|, vznikající, když se na vstup zesilovače přivedou alespoň dvě harmonická napětí s frekvencemi F 1 a F 2. Vzhled harmonických 2 F 1, 2F 2, 3F 1 3F 2, ... v procesu zesílení ovlivňuje zvukový charakter mnohem méně. Vysvětluje se to tím, že obecně harmonické (alikvoty) jsou nedílnou součástí zvukových signálů (řeč, hudba atd.). Na vstup ultrazvukové sondy je tedy v reálných podmínkách přiváděno napětí, jehož spektrum obsahuje F 1, 2F 1, 3F 1, ..., F 2, 2F 2, 3F 2, .... Harmonické plynoucí z nelineárních zkreslení jsou jednoduše přidány k výchozím a snižují kvalitu přenosu relativně málo. Naopak složky kombinačních frekvencí (zejména rozdílové typy | F 1–F 2|, |F 1–2F 2|, |2F 1–F 2|, ...) se objevily během procesu zesílení, a proto způsobují především zkreslení signálu.

Ačkoli sluchové vnímání zkreslení závisí hlavně na relativních amplitudách kombinačních frekvencí, harmonické zkreslení se obvykle bere jako míra nelineárního zkreslení. To je vysvětleno na jedné straně tím, že amplitudy kombinačních frekvencí a harmonických jsou úměrné. Tedy amplituda rozdílového tónu | F 1–F 2| je úměrná amplitudě druhé harmonické, komplexněji tvořeného tónu | F 1–2F 2| třetí harmonická. Na druhou stranu přístroje určené k měření harmonického zkreslení, například S6-1, jsou mnohem jednodušší než spektrální analyzátory S4-12, které umožňují měření jeho jednotlivých složek.

Nelineární zkreslení jsou pro ucho neviditelná, pokud je harmonické zkreslení malé ( k G<0,2...0,5%). Нормированные значения коэффициента гармоник усилителей высшего класса составляют сотые доли процента. Для усилителей вещательных трактов I класса в области средних частот коэффициент гармоник не должен превышать 2,5%, а на нижних частотах из-за искажений, вносимых магнитной цепью выходного трансформатора, – 4%.

Skupinové vícekanálové komunikační zesilovače musí mít vysoký stupeň linearity, aby produkty nelinearity (harmonické a kombinační frekvence) z jednoho kanálu (poměrně úzké frekvenční spektrum zabírající určité místo ve frekvenčním intervalu) nespadaly do zbytku (kterého mohou být být stovky a tisíce). Pro posouzení stupně zkreslení se používá nelineární útlum pro druhou a třetí harmonickou, rovný 20 lg(1/ k g2) a 20 lg(1/ k d3), kde k r2 = U 2.2/U 2f, k r3 = U 2,3f/ U 2. V tomto případě v souladu s prvním vzorcem tohoto oddílu

.

Přípustné hodnoty útlumu nelinearity pro druhou harmonickou jsou asi 76 dB a pro třetí 104 dB ( k r2 = 0,016 %, k r3 = 0,00063 %) at R 2 = 1 mW.

Dalším měřítkem charakterizujícím vliv nelinearity ultrazvukové frekvence je koeficient intermodulačního zkreslení. Pro měření tohoto indikátoru jsou na vstup zesilovače přivedena dvě harmonická napětí s frekvencemi F 1 = 50 Hz a F 2 = 6 kHz (nebo 10 kHz). Amplitudy těchto napětí jsou v poměru 4:1. Poměr diferenční frekvence amplitudy F 2–F 1 na amplitudu výstupního napětí při frekvenci 50 Hz a představuje faktor intermodulačního zkreslení; přípustná hodnota tohoto koeficientu se předpokládá (1...1,5) k G.

Při zesilování pulzních signálů modulovaných v trvání nelinearita dynamické charakteristiky nehraje roli. Pokud se při přenosu informace změní rozsah pulzů (jako je tomu při přenosu obrazu), změní se kontrast viditelného obrazu, tj. naruší se relativní hustota (gradace) polotónů. Někdy se pro získání požadovaného kontrastu zavádí určitý typ nelinearity. Úroveň nelineárních zkreslení pulzních signálů je vhodné hodnotit koeficientem nelinearity signálu k nl, rovna změně strmosti (derivace) dynamické charakteristiky normalizované vzhledem k maximální hodnotě; ano, v případě závislosti u 2 = F(u 1)

Kde k max a k min – největší a nejmenší hodnota derivace v rámci použité charakteristické části.

Metody korekce nelineárních zkreslení.

Závislost výstupního napětí (proudu) zesilovacího stupně nebo zesilovače na vstupním napětí (proudu) vyjadřuje amplitudová charakteristika. Na významné ploše je to přímka začínající téměř od počátku souřadnic (od hladiny šumu zesilovače U w) a dosažení takových amplitud signálu U vstup max, při kterém se znatelně projevuje nelinearita charakteristik aktivního prvku (AE). Amplitudová charakteristika tedy umožňuje určit meze změn napětí U vstup a U výstup (proud já vstup a já out), u kterého lze zesilovač s danou přesností považovat za lineární systém (podle obr. 7 uvnitř U w< U ven< U výstup Max).

Pro zjednodušení úvahy o vlivu zpětné vazby (FE) na amplitudovou odezvu: předpokládejme, že vstupní signál je sinusové kmitání s konstantní amplitudou a frekvencí. Předpokládejme, že napětí na výstupu zesilovače je zkreslené: záporná půlvlna má amplitudu menší než kladná. Pokud je zesilovač pokryt negativní zpětnou vazbou (NOS) v napětí, pak napětí na výstupu zpětnovazebního obvodu bude mít také asymetrické půlvlny: větší je kladná, menší je záporná. Proto v důsledku působení OOS bude kladná půlvlna více zeslabena a záporná půlvlna méně a v důsledku toho se tvar kmitání na výstupu zesilovače stane symetričtějším, tj. zkreslení signálu se sníží.

Vliv zpětné vazby na amplitudovou odezvu zesilovače lze snadno graficky vysvětlit (kladná zpětná vazba zvyšuje nelinearitu amplitudové odezvy a není proto prakticky zajímavá). Charakteristikou obvodu OS je přímka s úhlem sklonu φ (obr. 7), který lze zjistit z rovnice

.

.

Když OS obnoví předchozí hodnotu napětí na výstupu zesilovače U Proto je nutné zvýšit napětí ze zdroje signálu o hodnotu napětí U oc. V důsledku toho lze amplitudovou charakteristiku zesilovače se zpětnou vazbou získat z amplitudové charakteristiky zesilovače bez zpětné vazby posunutím abscisy zesilovače doprava o hodnoty. U os. Z této konstrukce přímo vyplývá linearizační efekt OOS. Se silným OS, když NA os=1/ β Amplitudová charakteristika zesilovače na významné ploše je přímka s úhlem sklonu určeným z posledního vzorce.

Jak vyplývá z grafu na obr. 7 a rovnice U výstup os/ U out=1+ βK Sq= F SCR OS umožňuje při daném stupni zkreslení zvýšit vstupní a výstupní amplitudy o Fčtverečních krát. Pomocí experimentálně naměřené amplitudové charakteristiky zesilovače se zpětnou vazbou a bez zpětné vazby je možné určit: hloubku zpětné vazby (za předpokladu U in= U vstup os= konst); Koeficient OS (v závislosti na U ven= U výstup os= konst). To v konečném důsledku umožní porovnat parametry a charakteristiky získané výpočtem a experimentálně.

Jak je známo, odchylka amplitudové charakteristiky zesilovače od lineárního zákona vede k nelineárním zkreslením, jejichž podstatou je, že se ve výstupním signálu objevují oscilace s frekvencemi, které v původním signálu chybí, a tím dochází ke spektrálnímu složení a mění se tvar zesíleného výstupního signálu. Největší nelineární zkreslení přináší koncový stupeň zesilovače, protože pracuje s poměrně velkými amplitudami vstupního signálu.

Úroveň nelineárního zkreslení se posuzuje harmonickým zkreslením NA d. Nelineární zkreslení jsou pro ucho neviditelná NA g malý ( NA G<0,2-0,5%). В усилителях среднего качества NA g=3-5% a nejvyšší kvality NA g = 0,5-1 %.

Uvažujme vliv napěťové zpětné vazby na činnost koncového stupně zesilovače. V důsledku nelineárních zkreslení výstupního signálu kaskády spolu s oscilacemi obsaženými ve vstupním signálu se objevuje řada vyšších harmonických - produkty nelinearity.

Protože zpětnovazební proud představuje část výstupního proudu, zpětnovazební napětí, které vytváří, obsahuje také nelineární produkty. Vzhledem k tomu, že zpětnovazební napětí je přiváděno na vstup AE v protifázi se vstupním signálem, bude výstupní proud způsobený zpětnovazebním napětím také v protifázi s výstupním proudem kaskády. Ve výsledku to sníží nežádoucí amplitudy vyšších harmonických vibrací. S pomocí OOS jsou tedy redukovány produkty nelinearity vytvořené AE ve fázi amplifikace. Současně s jejich redukcí klesá i výkon zesíleného signálu na výstupu zesilovače. Pro jeho obnovení se napětí signálu zvýšilo o Fčtverečních krát. V tomto případě je amplituda výstupního signálu obnovena na svou předchozí hodnotu, tj. na hodnotu, kterou by měla bez zpětné vazby. K nárůstu nelineárních zkreslení, o kterém by se zdálo, že by mohlo vzniknout se zvýšením amplitudy vstupního signálu, však ve skutečnosti nedochází, protože výsledné napětí na vstupu aktivního prvku U vstup OS zůstane stejný jako před uvedením OS. V důsledku toho se také sníží amplitudy všech harmonických výstupních proudů vznikajících v důsledku nelinearity o Fčtverečních krát. OOS tedy snižuje NA g je přímo úměrné hloubce OS, tj. harmonickému koeficientu kaskády s OS NA g. os= NA G/ F studna

V kaskádě s tranzistorem je tvorba součinů nelinearity způsobena především dvěma důvody: nelinearitou vstupního obvodu tranzistoru a nelinearitou jeho průchozích a výstupních charakteristik. Úroveň nelineárního zkreslení je také ovlivněna amplitudou vstupního signálu a odporem zdroje signálu R a zatížení R n.

Obrázek 8 ukazuje závislost NA g od odporu zdroje signálu R a pro tři tranzistorové spínací obvody: s OE, OB a OK. Jak je patrné z pohledu na obr. 8, tranzistor zavádí největší nelineární zkreslení při použití v obvodu s OE. Nejmenších nelineárních zkreslení lze dosáhnout jeho zařazením do obvodů s OB a OK. Proto je v koncových stupních vysoce lineárních zesilovačů vhodné použít spínací obvod s OB nebo OK a je vhodné použít spínání tranzistoru podle obvodu s OE v předstupních, kde výkon, který dodávají a napětí signálu je mnohem menší než v konečné fázi.

Je třeba poznamenat, že nelineární zkreslení vznikající v důsledku přetížení koncového stupně silnými vstupními signály omezují dynamický rozsah změn jejich výstupních amplitud, určený poměrem U výstup Max/ U w (viz obr. 7). Pro zesílení celého rozsahu vstupního napětí musí být dynamické rozsahy vstupu a výstupu alespoň stejné. Nejčastěji je však dynamický rozsah změn vstupních signálů větší než dynamický rozsah zesilovače, což vede ke vzniku nelineárních zkreslení při zesilování signálu. Rozšíření dynamického rozsahu zesilovače lze dosáhnout pomocí OOS. Toto rozšíření je přímo úměrné hloubce OS.

Seznam použitých zdrojů.

Na základě materiálů z webu http://referats. *****. Na základě materiálů z webu http://www. *****. Zařízení Voishvillo: Učebnice pro univerzity. - 2. vyd., přepracováno. a doplňkové - M.: „Rádio a komunikace“. 1983. - 264 s. Gramové zesilovače. - M.: „Komunikace“. 1966. - 336 s.

Náš dopisovatel Ayur Sandanov se setkal se Sergejem Kharutou, aranžérem, skladatelem a producentem, a zjistil, co si myslí o produktech Apple. Kromě toho objevili společné hudební kořeny a diskutovali o tom, jak psát hudbu k filmům, co je profesionalita v drsném světě pop music, v čem píše Peter Gabriel a co je složitější na zvládnutí - „Brilantní“ nebo lidový sbor ?

Mastering je jedním z nejzajímavějších témat v audio průmyslu. Tímto článkem začínáme velkou sérii zabývající se problémy s tím souvisejícími. Náš cyklus se bude skládat přibližně z deseti článků. Autor se v nich pokusí dát odpovědi na nejčastější technické otázky související s masteringem a vyzpovídat slavné masteringové a zvukové inženýry.

Nové možnosti designu pro aktivní prostory by neměly být zaměňovány s „asistovaným dozvukem“, který se používá od 50. let 20. století v Royal Festival Hall a později v Limehouse Studios. Jednalo se o systémy, které využívaly laditelné rezonátory a vícekanálové zesilovače k ​​distribuci přirozených rezonancí do požadované části místnosti.

Zdá se, že téma počítačových akustických výpočtů mezi audio profesionály se nikdy nevyčerpá.
Navzdory tomu, že fundamentální věda neprochází změnami a matematické modely se evolučně zdokonalují, mezi kolegy existují jak zcela odlišné názory na akustické modelování obecně, tak někdy i opačné interpretace stejných absolutních hodnot.

Alexander Perfilyev, zvukový inženýr zpěvačky Yolka: „Masteringu se věnuji na plný úvazek více než 10 let a tento typ zvukového inženýrství se mi velmi líbí. Přestože projekty, které si sám míchám, skoro nikdy neovládám: to je špatně, jak se mi zdá, měl by tam být svěží vzhled, jakési OTK. Na koncertní zvuk jsem měl podobný názor, ale když se naskytla příležitost to zkusit, rozhodl jsem se to zariskovat. Ukázalo se, že se zabývám a zajímám se o všechny typy hudebního zvukového inženýrství.“

Téma naší dnešní publikace je „Jak a kdo utváří počet cestujících na vybavení“.
Jedná se o společný projekt klubu Show Technology Renters Club (viz stránka na Facebooku)
a webové stránky www.site. Byly provedeny průzkumy těchto zdrojů a také sítě Colisium,
jejich výsledky jsou níže. Účastníci „Show Technology Rentals Club“ na toto téma aktivně diskutovali.
Specialistům, kteří v našem oboru působí již řadu let, jsme nabídli zodpovězení několika otázek,
a jejich názor bude pro naše čtenáře jistě zajímavý.

Andrey Shilov: „Na 12. zimní konferenci nájemních společností v Samaře jsem se ve své zprávě podělil s publikem o problém, který mě poslední 3-4 roky velmi znepokojoval Můj empirický průzkum trhu s pronájmy vedl ke zklamání závěry o katastrofálním poklesu produktivity práce v tomto odvětví A ve své zprávě jsem na tento problém upozornil majitele firem jako na nejvýznamnější hrozbu pro jejich podnikání Moje teze vyvolaly velké množství otázek a dlouhou diskusi na fórech na sociální sítě."

Elektrodynamické reproduktory jsou hlavním zdrojem nelineárního zkreslení v cestě reprodukce zvuku, a to díky svému přirozenému designu a technologickým vlastnostem. Proto úkoly vytváření a zlepšování metod měření nelineárních zkreslení patří k těm nejdůležitějším. Nelineární zkreslení se vyznačují výskytem nových spektrálních složek při převodu signálu, které zkreslují časovou strukturu signálu v závislosti na jeho úrovni.

V současnosti přijímaná klasifikace umožňuje rozlišit následující typy zkreslení ve frekvenční oblasti (obr. 2.10, a): harmonické první řády nf 0, kde n = 2,3; harmonické vyšší řády nf 0, kde n > 4; subharmonická 1/nf 0 ; intermodulace (diference) (nf 1 ± mf 1) atd. Klasifikace nelineárních zkreslení může být také provedena v časové oblasti (obr. 2.10, b). V závislosti na typu zkreslení se vyvíjejí různé metody jejich měření.

Měření nelineárních zkreslení GG ve frekvenční oblasti. Pro vyhodnocení nelineárních zkreslení v GG se používají různé typy testovacích signálů: tónové, šumové, pulzní atd. Tonální (subharmonické nebo polyharmonické) signály se nejvíce používají pro měření koeficientů nelineárního zkreslení (THD). Když je GG buzen sinusovým signálem o frekvenci f 0 (jak je znázorněno na obr. 2.10, a), může spektrum emitovaného signálu obsahovat harmonické a subharmonické složky prvního a vyššího řádu. Pro jejich kvantitativní hodnocení se v mezinárodních a tuzemských normách používají tyto typy SOI:

Faktor harmonického zkreslení n-tého řádu je definován jako poměr, vyjádřený v procentech nebo decibelech, hodnoty efektivního akustického tlaku n-té harmonické k hodnotě efektivního akustického tlaku signálu obsahujícího budicí frekvenci a všechny její harmonické pf. Koeficient harmonického zkreslení n-tého řádu K Г n = (p nf /p f)100 %. Tento koeficient se měří podle schématu na Obr. 2.11, a. Výpočet lze také provést pomocí zaznamenaných amplitudově-frekvenčních charakteristik n harmonických. Ukázkový záznam frekvenční charakteristiky druhé a třetí harmonické je na Obr. 2.11, b.

Charakteristický koeficient harmonického zkreslení n-tého řádu K Г n = p nf /р ср·100, kde рср je průměrný akustický tlak v daném frekvenčním rozsahu.

Součinitel celkového harmonického zkreslení a celkový charakteristický koeficient se určují podle vzorců:
Obvykle se omezují na součet koeficientů druhého a třetího řádu. Pro GG a domácí zařízení normalizuje OST4.383.001-85 hodnoty celkového koeficientu harmonického zkreslení KG uvedené v tabulce. 2.1.

Měření se provádějí při jmenovitém průměrném akustickém tlaku uvedeném v technické dokumentaci pro GG, ve vzdálenosti 1 m. Například pro GG používané ve vzdálených akustických systémech nulové, první, druhé a třetí skupiny složitosti odpovídajícím způsobem použít úrovně 96, 94, 92 a 90 dB. Pro GG v přenosných zařízeních odpovídajících skupin - 88, 86, 84, 80 dB a pro GG v kapesních přijímačích a mini rádiích - 72 dB. Je třeba poznamenat, že v samotných akustických systémech je SOI normalizována v souladu s doporučeními IEC 581-7 na dalších úrovních: 90 dB na vzdálenost 1 m a je 2 % v rozsahu 250...1000 Hz, 1 % v rozsahu 2...6 ,3 kHz. Pro studiové řídicí jednotky a v nich použité GG se navrhuje definovat nelineární zkreslení jako rozdíl úrovní obálek druhé a třetí harmonické složky zkreslení, zprůměrovaný ve třech směrech (α = 0°; α = +30° α = -30° v horizontální rovině) a referenční hladina akustického tlaku zprůměrovaná v rozsahu 80...12500 Hz. V závislosti na kategorii řídicí jednotky se měření provádějí při různých hladinách akustického tlaku (tabulka 2.2):

Stejný dokument normalizuje krátkodobé maximální hladiny akustického tlaku (116, 110, 102 dB), při kterých by nemělo docházet k viditelným nelineárním zkreslením při buzení GG pakety sinusových kmitů (což přibližně odpovídá zkreslením řádu 5 %). Protože měření SOI na takových úrovních a tento tvar testovacího signálu nelze provádět tradičními metodami, je technika měření navržená v . Reproduktor v požadovaném provedení je umístěn v bezodrazové komoře (nebo dostatečně velké netlumené místnosti), je k němu přiváděn signál ve formě obdélníkového impulsu se sinusovou výplní: doba trvání - T 0, amplituda U 0, frekvence plnění. F 0 (obr. 2.12, a). Signál vysílaný GG je přiváděn přes mikrofon, mikrofonní zesilovač a vyrovnávací paměťové zařízení do počítače (nebo specializovaného procesoru), kde je z něj extrahována stacionární část doby trvání T. Poté je z něj vytažen stacionární signál p(t). se generuje opakováním vybrané části požadovaným počtem opakování. Výsledný periodický signál je podroben rychlé Fourierově transformaci (FFT) v počítači, která umožňuje získat spektrální složení signálu a vypočítat koeficienty nelineárního zkreslení. Změnou frekvence plnění pulzů je možné získat frekvenční charakteristiky různých typů SOI při vysokých úrovních výkonu dodávaného do GG. Výsledky měření pomocí výše uvedené metody nelineárních zkreslení pro vysokofrekvenční kopuli GG při plnicí frekvenci 2000 Hz pro výkon P E = 50 W jsou na Obr. 2,12, b. V praxi navrhování GG se používají metody měření intermodulačních zkreslení, tj. produktů zkreslení ve spektru emitovaného signálu při buzení GG dvěma sinusovými signály o frekvencích f 1 a f 2, kde f 1

koeficient intermodulačního zkreslení n-tého řádu a charakteristický koeficient intermodulačního zkreslení n-tého řádu je poměr efektivního akustického tlaku součtu spektrálních složek o frekvencích f 2 ± (n - 1) f 1 k akustickému tlaku. na frekvenci f 2 nebo na průměrný akustický tlak v daném frekvenčním rozsahu. Technika měření je uvedena v GOST 16122-88 a IEC 268-5. Blokové schéma měření je na Obr. 2.13. Koeficienty intermodulačního zkreslení druhého a třetího řádu, %, se vypočítají pomocí vzorců:

Kim2 = [(p(f2 + f1) + p(f2-f1))/pf2]100; Kim3 = [(p (f2 + 2f1) + p (f2 - 2f1))/pf2]100;

Charakteristické koeficienty:

K'im2 = Kim2pf2/pcp; K'im3 = Kim3pf2/pcp;

celkový koeficient K them a charakteristický koeficient intermodulačního zkreslení K´ them se určí následovně: K them = (K 2 nich 2 + K 2 nich 3) 0,5; K´ im = (K´ 2 im 2 + K´ 2 im 3) 0,5. Navzdory tomu, že koeficienty intermodulačního zkreslení nejsou v domácích normách pro GG standardizovány, jsou v konstrukční praxi GG široce používány, zejména pro vysoce kvalitní a profesionální zařízení. Měření intermodulačního zkreslení může být informativnější než měření harmonického zkreslení z následujících důvodů: lze je měřit v širším frekvenčním rozsahu, což je zvláště důležité pro vysokofrekvenční GG; produkty intermodulačního zkreslení jsou subjektivně znatelnější, protože vytvářejí charakteristickou disonantní změnu barvy; slouží jako citlivější kritérium nelinearity v GG atd.

Výše uvedené metody měření neumožňují identifikovat zkreslení obecných intermodulačních zkreslení v důsledku amplitudové (AM) a frekvenční (FM) modulace signálu v GG. Současně, protože AM a FM zkreslení jsou generována z různých důvodů a opatření zaměřená na jejich snížení vyžadují různé konstrukční změny v GG, jsou při návrhu GG důležité samostatné informace o jejich úrovni. Metody pro oddělené měření AM a FM zkreslení byly zvažovány v řadě prací, konkrétně bylo navrženo provést měření v souladu s blokovým diagramem znázorněným na obr. 2.14, a. Signály o kmitočtech f 1 a f 2 jsou prostřednictvím dvou generátorů 1, 2 a dvou zesilovačů 3, 4 přiváděny na nízkofrekvenční a vysokofrekvenční spoje koaxiálního GG 5, 6 (na jejichž příkladu je v této práci rozdíl v AM a FM zkreslení), pak jsou signály přes mikrofon 7 a mikrofonní zesilovač 8 přiváděny do horní propusti (HPF) 9, aby se izoloval vysokofrekvenční signál modulovaný amplitudou a frekvencí. K izolaci AM zkreslení se používá amplitudový detektor 10, spektrální analyzátor 12 a záznamník 13 a FM zkreslení - demodulátor 11. Výsledky měření frekvenčních charakteristik pro zkreslení FM a AM jsou znázorněny na Obr. 2.14, b a c. Z obrázků je zřejmé, že povaha frekvenční závislosti AM a FM zkreslení pro stejné GG je zcela odlišná.

Spolu s měřením intermodulačních zkreslení se v posledních letech začala měřit frekvenčně rozdílová zkreslení pro různé typy audio zařízení. Metodika měření rozdílového frekvenčního zkreslení je v současné době diskutována v IEC a je také přezkoumána v technické literatuře. Jako zkušební signál se navrhuje použít dvousložkový harmonický signál s blízkými frekvencemi f 1 a f 2, kde f 1 = 2f 0, a f 2 = 3f 0 - δ. V tomto případě je možné, že se ve spektru emitovaného signálu mohou objevit dva produkty frekvenčně-diferenčních zkreslení druhého řádu a čtyři produkty třetího řádu. Hodnoty δ jsou zvoleny dostatečně malé, pak se produkty zkreslení koncentrují v úzkém pásmu f 0 ± δ a lze je odfiltrovat úzkopásmovým filtrem. Použití moderní technologie digitální filtrace umožnilo snížit hladinu šumu a zajistit vysokou citlivost metody (dosažená úroveň naměřeného zkreslení je 0,0001 %).

Pro implementaci této metody bylo vytvořeno měřící zařízení, které umožňuje měření nízkých úrovní nelineárního zkreslení v zesilovačích, magnetofonech atd. Stejnou metodu lze aplikovat i na reproduktory. Výsledky měření vysokofrekvenčních reproduktorů se signály f 1 = 8 kHz, f 2 = 11,95 kHz, což odpovídá f 0 = 4 kHz a δ = 50 Hz (doporučeno v IEC 268-3), jsou na Obr. 2.15. Vodorovná osa ukazuje koeficient rovný dvojnásobku součtu střední kvadratické hodnoty napětí dvou produktů zkreslení, děleného aritmetickým součtem napětí dvou výstupních signálů. Výhodou této metody měření ve srovnání s metodou měření harmonického zkreslení je, že frekvence f meas, při které lze provádět měření KG n, by neměla překročit f meas

Kromě využití tónů v technice měření SOI využívají profesionální reproduktory také šumové signály. Metoda měření koeficientů zkreslení hluku n-tého řádu Ksh n a celkem - Ksh je uvedena v GOST 16122-87 pro podmínky volných a rovnoměrných polí (ve zvukoměrných a dozvukových komorách). Například koeficient zkreslení šumu n-tého řádu v rovnoměrném poli, %, při frekvenci f

kde P a nf je akustický výkon ve frekvenčním pásmu jedné třetiny oktávy s průměrnou frekvencí f, W; R a av - průměrný akustický výkon v daném frekvenčním rozsahu, W.

Měření nelineárních zkreslení, která určují chrastění a podtóny v reproduktorech. Specifikem GG je výskyt komplexních nelineárních jevů v nich, subjektivně hodnocených jako „chrastění“ nebo „podtext“. Téměř v každém komerčně vyráběném GG můžete při poslechu sinusového signálu detekovat frekvenční nebo frekvenční rozsah, kde je spolu s hlavním tónem slyšet dodatečný tón (nebo skupina tónů), který je klasifikován jako podtext. To nezpůsobuje vady u sériově vyráběných GG, ale přítomnost intenzivních podtónů neumožňuje zajistit požadovanou kvalitu zvuku v HI-FI zařízení. Drnčení je subjektivně vnímáno jako nepříjemný zvuk, který zhoršuje kvalitu zvuku. Hlavní příčinou jeho vzniku jsou mechanické a technologické závady, které se objevují při montáži, přepravě a provozu vyvíječe plynu. Podle tohoto parametru jsou testovány všechny komerčně vyráběné reproduktory. Kontrolu provádějí inspektoři poslechem GG na tónovém signálu, což je extrémně pracná a zdlouhavá operace. Vzhledem k velkým objemům výroby GG (desítky milionů kusů ročně) je v posledních letech věnována značná pozornost problému vytvoření objektivních, nehlučných a vysokorychlostních metod měření chrastění a podtónů. Byla vyvinuta metoda měření a normalizace koeficientů chrastění a podtónů, založená na analýze spektrálního složení signálu (tj. ve frekvenční oblasti). Výsledkem výzkumu provedeného v roce bylo prokázáno, že chrastění a podtóny lze posuzovat v časové oblasti, kde jsou zaznamenávány ve formě periodické sekvence pulsů emitovaných navíc k signálu monoharmonického základního tónu. Jako základ pro jejich standardizaci posloužily vyvinuté metody měření drnčení a podtónů, testované v podmínkách velkovýroby.

V souladu s GOST 16122-87 se nadzvukem rozumí zkreslený signál, což je „periodický pomalu doznívající oscilační proces s časovou konstantou větší než polovina periody budícího signálu, opakující se s frekvencí, která je násobkem excitační frekvence Subjektivně (uchem) je vnímána jako tón (nebo skupinové tóny), znějící současně s tónem budící frekvence.“ Objektivní metoda měření je následující (obr. 2.16, a). Mikrofon se instaluje ve vzdálenosti ne menší než polovina průměru měřeného GG, maximálně však 0,5 m. Měření lze provádět v jakékoli místnosti, pouze je nutné eliminovat chrastění cizích předmětů v okolí GG. Frekvence sinusového signálu přiváděného do GG z generátoru se postupně zvyšuje (ne rychleji než 1 okt./s) v rozsahu od 63...4000 Hz s odpovídajícím přepínáním horních propustí (HPF), přičemž dochází ke zkreslení signál je pozorován na obrazovce osciloskopu, jejíž vzhled je znázorněn na Obr. 2,16, b. Může se opakovat při budící frekvenci nebo při frekvenci, která je násobkem budící frekvence. Při pevné frekvenci, kde je detekován signál zkreslení, se měří amplituda U T/2 v intervalu T/2 po jeho začátku. Pokud U T/2 /U p > 0,33, pak je zkreslení klasifikováno jako podtón. Pro kvantifikaci tohoto typu zkreslení se používá pojem „koeficient nadzvuku“. Koeficient podtónu, %, při frekvenci f

Kp = (U p /K f U f) 100,

kde Up a Uf jsou dvojnásobná hodnota amplitudy (peak-to-peak) signálu na budicí frekvenci, respektive na výstupu a vstupu horní propusti, mV; K f - modul koeficientu propustnosti horní propusti při frekvenci, 2f gr (f gr je definován v GOST 16122-88).

Chrastění je chápáno jako „zkreslený signál, což je periodický pulzní, rychle se snižující oscilační proces s časovou konstantou menší než polovina periody budícího signálu, opakující se s frekvencí, která je násobkem budící frekvence Subjektivně (o ucho) je vnímán jako nepříjemný zvuk, který nemá výrazné tónové zabarvení.“ Měření se provádí v jakékoli místnosti (je nutné pouze eliminovat chrastění v okolních předmětech). Sinusové napětí je přiváděno ve frekvenčním rozsahu f d1 ...f d2, kde f d1 je minimální hodnota hlavního rezonančního kmitočtu pro GG, f d2 se volí z rozsahu 2f d1 ...2500Hz, ne však nižší než 600 Hz.

Stejně jako při měření podtónů se i při měření chrastění používají dvě metody: objektivní a subjektivní. U objektivového mikrofonu není vzdálenost od GG větší než 0,5 m Frekvence sinusového signálu přiváděného z generátoru se postupně zvyšuje, ne však rychleji než 1 okt./s. Měření se provádí podle schématu na Obr. 2.17, a. Při pozorování signálu zkreslení na obrazovce osciloskopu, jehož vzhled je znázorněn na Obr. 2.17, b, je měřena doba trvání τ tlumeného procesu (pulsu), určená na úrovni U τ ≈ 0,33 U d Pokud τ není větší než půlcykl budícího signálu a U d ≥ qUτ, kde q. = 3...5, pak signál zkreslení drnčí, může se opakovat na budicí frekvenci nebo na frekvenci, která je násobkem budící frekvence. Pro kvantifikaci drnčení se zavádí koeficient drnčení %, %.

Kd = (Ud/Kf Uf) 100,

kde Ud je dvojnásobná hodnota amplitudy (špička-špička) chrastícího signálu na vstupu horní propusti, mV; U f - dvojnásobná hodnota amplitudy (peak-to-peak) signálu na vstupu horní propusti; K f - modul koeficientu prostupu filtru, stanovený při frekvenci 2f gr uvedené v.

Všimněte si, že koeficient chrastění Kd není jednoznačně spojen s harmonickým koeficientem Kg, jak vyplývá z výsledků uvedených na Obr. 2.18, kde dva GG mají přibližně stejné Kg, ale různé Kd To je vysvětleno tím, že pomocí Kg vznikají nelineární zkreslení, která se objevují v prvních nižších harmonických n = 1, 2, 3, .. . Jak ukázaly zkušenosti s měřením sériových GG, hodnota Kd závisí hlavně na harmonických řádu n ≥ 8 - 10. Navíc fyzikální podstata výskytu těchto typů zkreslení v GG je odlišná: první jsou určeny vlastnosti konstrukce a fyzikálně-mechanické parametry, ty závisí na typu mechanické závady, proto může mít GG nízkou úroveň prvních harmonických, tj. malé Kg při racionální volbě tvaru a materiálu závěsů a konstrukce magnetického obvodu a vysoká úroveň vyšších harmonických, tj. vysoká Kd (například v důsledku kontaktu vodičů s povrchem difuzoru atd.). Kritická hodnota Kd, stanovená na základě výsledků subjektivního hodnocení nepřítomnosti nebo přítomnosti kmitání, je přibližně 2 %.

Rýže. 2.18. Závislosti koeficientů K g a K d na napětí pro různé GG

Drnivé pulsy se liší amplitudou, trváním, polaritou, tvarem a opakovací frekvencí v závislosti na typu mechanické vady v GG. Na základě těchto rozdílů byla vytvořena metoda pro diferencované stanovení typu mechanické závady u GG, která našla uplatnění v sériové výrobě GG.

Irina Aldoshina

Datum prvního zveřejnění:

prosinec 2007

Nelineární zkreslení. Napájení. Impedance. Elektromechanické parametry.

Jak již bylo zmíněno v, ve všech typech elektroakustických měničů (reproduktory, mikrofony, stereo telefony atd.) jsou lineární i nelineární zkreslení signál. Ty se vyznačují výskytem nových složek ve spektru. Reproduktory mají nejvyšší úroveň nelineárního zkreslení ze všech ostatních částí cesty, a proto je v moderní audio technologii věnována velká pozornost metodám posuzování a měření těchto zkreslení.

Výskyt dalších složek ve spektru je způsoben nelinearitou přenosové funkce, tedy nelineární závislostí výstupního signálu na vstupním signálu (u reproduktoru závislost hladiny akustického tlaku na dodávaném Napětí). Příčinou nelinearity mohou být konstrukční a technologické vlastnosti elektroakustických měničů. Například u elektrodynamických reproduktorů (jejichž konstrukce bude představena v následujících článcích) tyto vlastnosti zahrnují:
- nelineární elastické charakteristiky odpružení a středící podložky;
- nelineární závislost posunu kmitací cívky na použitém napětí v důsledku interakce cívky s magnetickým polem a tepelnými procesy v reproduktorech;
- nelineární kmity membrány s velkou velikostí působící síly atp.

Harmonické zkreslení
Na Obr. 1 lze vztah mezi vstupními a výstupními signály aproximovat jako polynom:
y(t) = a1 x(t) + a2 x2 (t) + a3 x3 (t) + a4 x4 (t) + ......

Pokud je na takový nelineární systém aplikován harmonický signál, tj. x(t) = A sin ωt, pak bude výstupní signál obsahovat složky s frekvencemi ω , 2ω, 3ω … nω atd. Pokud se například omezíme pouze na kvadratický člen, objeví se druhé harmonické, od y(t) = a1 A sin ωt + a2 (A sin ωt)2 = a1 A sin ωt + 1/2 a2 A2 sin 2 ωt + konst.

V reálných převodnících se při dodání harmonického signálu mohou objevit harmonické druhého, třetího a vyššího řádu a také subharmonické (1/n)ω, rýže. 2.

Pro posouzení tohoto typu zkreslení se nejčastěji používají metody měření úrovní přídavných harmonických ve výstupním signálu (zpravidla pouze druhé a třetí) na sinusových signálech. V souladu s mezinárodními standardy (IEC 268-5) se frekvenční odezva druhé a třetí harmonické zaznamenává v anechoických komorách a měří se koeficient harmonického zkreslení n-řádu:

Kde pfn- střední kvadratická hodnota akustického tlaku odpovídající n- harmonická složka.

Slouží k výpočtu součtu harmonický činitel zkreslení(obr. 3):

Například v souladu s požadavky IEC 581-7 pro Hi-Fi reproduktory nesmí THD (Total Harmonic Distortion) překročit 2 % ve frekvenčním rozsahu 250-1000 Hz a 1 % v rozsahu nad 2000 Hz.

Je třeba poznamenat, že sluchový systém je extrémně citlivý na přítomnost nelineárních zkreslení v akustických měničích. "Viditelnost" harmonických složek závisí na jejich pořadí. Zejména sluch je citlivější na liché složky. Při opakovaném poslechu se vnímání nelineárních zkreslení vyostřuje, zejména při poslechu jednotlivých hudebních nástrojů. Frekvenční oblast maximální citlivosti sluchu na tyto typy zkreslení je v rozsahu 1...2 kHz, kde práh citlivosti je ~1%.

Tento způsob hodnocení nelinearity však neumožňuje zohlednit všechny typy nelineárních produktů, které vznikají v procesu převodu reálného hudebního a řečového signálu. Hledání dalších způsobů hodnocení nelineárních zkreslení a jejich korelace se subjektivním hodnocením proto neustále pokračuje. To je zvláště aktuální v současné době, kdy se úrovně nelineárních zkreslení výrazně snížily a jejich další snižování vyžaduje značné ekonomické náklady, takže znalost skutečných prahů sluchu je nezbytná.

Intermodulační zkreslení
Spolu s měřením harmonických složek se v praxi projektování a vyhodnocování elektroakustických zařízení využívají i měřicí metody intermodulační zkreslení.

Technika měření je uvedena v IEC 268-5 a je založena na aplikaci dvou sinusových signálů s frekvencemi na emitor f1 A f2(Kde f1< 1/8 f2 , s poměrem amplitud 4:1) a měřením amplitud akustického tlaku kombinačních tónů: f2 +/- (n - 1) f1, Kde n = 2, 3(obr. 2). Pokud například použijete na reproduktor frekvence 200 Hz a 1000 Hz, pak se za přítomnosti intermodulačního zkreslení (a v reproduktorech vždy vyskytují) objeví ve spektru rozdílové tóny: 1000 - 200 = 800 Hz, 1000 - 2 x 200 = 600 Hz, 1000 - 3 x 200 = 400 Hz atd.; stejně jako celkové tóny: 1000 + 200 = 1200 Hz, 1000 + 2 x 200 = 1400 Hz, 1000 + 3 x 200 = 1600 Hz atd.

Celkový faktor intermodulačního zkreslení je v tomto případě určen jako:

Kde Kimn = /pav.

Příčinou intermodulačního zkreslení jsou stejné fyzikální důvody, totiž nelineární spojení mezi výstupním a vstupním signálem, tedy nelineární přenosová charakteristika.

Jak bylo uvedeno dříve, v souladu s mezinárodními standardy se v zařízení měří pouze koeficienty intermodulačního zkreslení druhého a třetího řádu. Měření intermodulačního zkreslení může být informativnější než měření harmonického zkreslení, protože poskytuje citlivější míru nelinearity. Jak však ukázaly experimenty provedené v pracích R. Geddese (zpráva na 115. kongresu AES v New Yorku - pr. 5891), existuje jasná korelace mezi subjektivním hodnocením kvality akustických měničů a úrovní intermodulačního zkreslení v nich rozptyl se v odhadech ukázal jako příliš velký.

Vícetónová metoda pro posouzení nelineárního zkreslení
Hledání nových kritérií pro posuzování nelineárních zkreslení v elektroakustických zařízeních neustále pokračuje. Zejména bylo navrženo vícetónová metoda pro posuzování nelineárních zkreslení (jejichž historie a způsoby aplikace jsou podrobně studovány v pracích Voishvilla A.G. et al.). Vícetónový signál představuje součet sinusových složek následujícího tvaru:

frekvenční rozdělení v něm se řídí logaritmickým zákonem a fázové rozdělení je vybráno z podmínky minimalizace činitele výkyvu (poměr maximální hodnoty signálu k průměru). Celkový pohled na spektrum a oscilogram takového signálu je na Obr. 4.

Když je takový signál aplikován na nelineární zařízení, jsou ve výstupním signálu generovány produkty harmonického a intermodulačního zkreslení, které lze separovat a vyhodnocovat samostatně pomocí následného zpracování. Příklad celkového harmonického a intermodulačního zkreslení je na Obr. 5.

Metoda vícetónového měření má oproti jiným metodám několik výhod: je poměrně rychlá a poskytuje podrobné grafické znázornění produktů zkreslení. Pokud je použit vícetónový signál, pak spektrum výstupního signálu obsahuje podstatně více produktů intermodulačního zkreslení než harmonických zkreslení (což je mnohem blíže skutečné reprodukci hudby a řeči). Je třeba poznamenat, že i přes optimalizaci vytváří vícetónový signál vyšší činitel výkyvu než signál šumu. Proto tato metoda měření poskytuje větší hodnotu zkreslení než při měření na šumovém signálu, ale možná je tato rezerva užitečná při hodnocení zařízení.

Korelační funkce
Jak již bylo zmíněno, v současné době probíhá hledání metod měření nelineárních zkreslení na skutečných šumových a hudebních signálech, které lépe korelují s procesy subjektivního vnímání. Mezi takové metody patří měření nelineárních zkreslení pomocí Volterrovy řady a korelačních funkcí.

Korelační funkce γ(fi) vyjádřeno jako poměr druhé mocniny křížového spektra (vzájemného energetického spektra) mezi vstupním a výstupním signálem Gxy (fi) na druhé mocniny autospekter (energetických spekter) vstupu Gxx (fi) a výstupní signály Gyy (fi):

Pokud je akustický měnič přísně lineární systém, pak se tato funkce rovná jednotě. Pokud nejsou vstupní a výstupní signály vůbec propojeny, pak je funkce rovna nule. Pokud akustický systém provádí nelineární transformaci vstupního signálu nebo zavádí šum, pak má korelační funkce hodnoty mezi nulou a jedničkou, to znamená, že hodnota korelační funkce poskytuje obecný popis všech nelineárních produktů ve výstupním signálu. , charakterizuje stupeň „podobnosti“ signálů.

Výsledky jeho použití pro vyhodnocení nelinearity v reproduktorech jsou uvedeny na Obr. 6, kde je na ose x vynesena následující hodnota:

Obrázek ukazuje závislost korelační funkce na frekvenci a úrovni signálu (spodní křivka odpovídá dodávanému výkonu, poskytuje posun cívky 4 mm, horní křivka - 10 mm). Výhodou použití tohoto kritéria při posuzování nelineárních zkreslení je přehledné grafické znázornění, nevýhodou je nemožnost identifikace jednotlivých produktů zkreslení. Výhody použití tohoto kritéria pro hodnocení nelineárních zkreslení v akustických systémech jsou nyní intenzivně studovány.

Kromě toho pro posouzení zkreslení v reproduktorech existují práce o využití tzv. percepčních metod (s přihlédnutím k vlastnostem sluchového ústrojí). Zejména se navrhuje, aby metody vyvinuté pro hodnocení zkreslení hudebních a řečových signálů v kodecích (PEAG, PESQ) byly rozšířeny na elektroakustické měniče, stejně jako aplikována teorie neuronových sítí (např. NARMAX) a další metody, které berou v úvahu zohlednit specifika zpracování signálu ve sluchovém ústrojí.

Posouzení nelineárních zkreslení: okamžité vyhlídky
Analýza všech dostupných metod měření nelineárních zkreslení naznačuje, že další vývoj práce v tomto směru se bude ubírat následujícími cestami.

Pomocí jedné (nebo více) z výše uvedených metod je sestaven nelineární dynamický počítačový model akustického systému. Poté je přiváděn skutečný hudební signál. Výstupní signál z tohoto modelu je rozdělen na lineární a nelineární složky. Nelineární zkreslení jsou pak přiváděna do počítačového modelu sluchové dráhy, který bere v úvahu maskovací efekty a další procesy zpracování, který pak analyzuje, na jaké typy zkreslení je sluchový systém nejcitlivější a jaké jsou jejich prahové hodnoty. Paralelně se provádí hodnocení produktů zkreslení pomocí subjektivního testování, na jehož základě jsou přijímána rozhodnutí o stanovení přijatelných norem pro akustická zařízení.

Celý tento soubor prací nepochybně umožní v blízké budoucnosti přejít na novou úroveň posuzování nelineárních zkreslení v akustických zařízeních, která mnohem lépe koreluje se sluchovým vnímáním.

Hladiny akustického tlaku
Jedním z hlavních požadavků na elektroakustická zařízení je zajištění nezkresleného přenosu dynamického rozsahu hudebních a řečových signálů. Jakýkoli hudební a řečový signál může být reprezentován ve formě levelgramu (obr. 7). Levelgram je závislost hladiny akustického tlaku (vytvořeného např. orchestrem, hlasem nebo jakýmkoliv nástrojem) na čase.

Určuje rozdíl mezi maximální a minimální hladinou akustického tlaku dynamický rozsah signál a rozdíl mezi maximální a průměrnou úrovní je jeho hřebenový faktor. Maximální úroveň se vztahuje k hladině akustického tlaku, nad kterou mohou být hodnoty signálu maximálně 2 % času pro hudbu a 1 % pro řeč. Maximální hladiny akustického tlaku reálných zdrojů mohou dosahovat následujících hodnot: pro klavír - 103 dB; pro symfonický orchestr - 112 dB; rocková kapela má 128 dB. Aby akustický systém (reproduktor) reprodukoval takové hladiny akustického tlaku, jeho konstrukce musí umožňovat dodávku velkého množství elektrické energie ze zesilovače.

Pro charakterizaci schopnosti akustického systému přenášet dynamický rozsah zvuku bez zkreslení používají katalogy a brožury parametr jako max SPL (Sound Pressure Level) - maximální hladina akustického tlaku. Ve většině akustických systémů se hodnoty tohoto parametru pohybují v rozmezí 102...105 dB, nicméně pro práci s digitálními cestami byly vyvinuty studiové jednotky s maximální hladinou akustického tlaku až 110 dB nebo více. a v portálových koncertních akustických systémech mohou být tyto hodnoty 125 dB a vyšší.

Napájení
Pro zajištění takové úrovně tlaku musí být do reproduktorových systémů dodáván vysoký výkon z nízkofrekvenčního zesilovače: 100-200 W pro domácí zařízení, 300-1000 W nebo více pro profesionální zařízení. Katalogy reproduktorových systémů obvykle uvádějí doporučený výkon nízkofrekvenční zesilovač. Často výrobce uvádí dokonce dva výkony: minimální, při kterém reproduktor stále reprodukuje program zcela přirozeně, a maximální, při kterém reproduktor stále funguje bez výraznějšího zkreslení.

Přizpůsobení výkonu mezi zesilovači a reproduktorovými systémy je tak důležité pro zajištění dobré kvality zvuku, že pro tuto otázku byla vyvinuta speciální mezinárodní doporučení IEC 268-5,581-7. V souladu s nimi jsou v katalozích, reklamách a technické literatuře pro akustické systémy a další druhy akustických zařízení uvedeny následující druhy výkonu:
- charakteristický, při které akustický systém poskytuje danou hladinu akustického tlaku (v mezinárodních doporučeních pro Hi-Fi zařízení by měla být minimálně 94 dB na 1 m);
- cestovní pas(PHC, Power Handling Capacity), ve kterém může reproduktorový systém pracovat na speciálním šumovém signálu po dlouhou dobu (obvykle 100 hodin) bez mechanického a tepelného poškození (jedná se o nejběžnější typ výkonu uváděný v technické literatuře);
- maximální sinusový, poskytující možnost provádět měření na sinusovém signálu po dobu 1 hodiny.

Speciálně pro přizpůsobení zesilovačům byly zavedeny další dva typy napájení: dlouhodobý a krátkodobý maximální výkon(v německé normě DIN 45500 je z definice zavedena síla blízká posledně uvedené - „hudební“). Pro testování se používá šumový signál, ale testy pokračují po dobu jedné minuty desetkrát ve dvouminutových intervalech a jednu sekundu po 60krát v jednominutových intervalech.

Hodnoty těchto výkonů se mohou u stejného reproduktorového systému několikrát lišit. Například charakteristický výkon je 35 W, maximální sinusový výkon 50 W, jmenovitý výkon 90 W, dlouhodobý výkon 100 W, krátkodobý výkon 150 W.

V minulých letech technická dokumentace pro domácí zařízení uváděla jmenovitý výkon, která byla určena danou úrovní nelineárního zkreslení. Obvykle byl obsažen v názvu reproduktorového systému, například 35AC-01. Poté, co mezinárodní normy přešly na jiné typy napájení, začaly v názvu uvádět výkon na štítku, například S-90. Po nějaké době názvy zahrnovaly dlouhodobý (nebo i krátkodobý) výkon, například 150AC. Zdá se, že výkon neustále roste, i když na designu se nic nemění. Jde jen o různé definice kapacity a mnoho společností toho využívá k reklamním účelům (uživatelé si proto musí tyto jemnosti dobře uvědomovat).

Impedance
Pro sladění reproduktorových soustav s výkonovými zesilovači, charakter celkový vstupní elektrický odpor (impedance). Elektrický odpor skutečných vícepásmových akustických systémů a jednotlivých reproduktorů má komplexní povahu v závislosti na frekvenci, jak je znázorněno na Obr. 8.

Obvykle národní a mezinárodní normy poskytují záznam frekvenční závislosti modulu elektrického odporu, ačkoli záznam fázových charakteristik impedance je také velmi užitečný a je často uváděn v moderních katalozích. Schéma měření je na Obr. 9. V moderních digitálních počítačových stanicích se měří komplexní frekvenční charakteristiky (amplituda a fáze) vstupního elektrického odporu.

Charakter závislosti impedance reproduktorové soustavy na frekvenci je dán typem nízkofrekvenčního provedení (uzavřený, s bassreflexem, s pasivním zářičem atd.), parametry reproduktorových hlav, vlastnostmi filtračních a korekčních obvodů používaných v systému atd.

V katalozích pro zařízení je hodnota impedance obvykle uvedena při frekvenci odpovídající minimu křivky (obr. 8) s přípustnou odchylkou 20 %. Pokud je například v technické dokumentaci uvedena jmenovitá hodnota 8 Ohmů, pak by hodnota impedančního modulu při elektromechanickém rezonančním kmitočtu neměla být nižší než 6,3 Ohmů.

Elektromechanické parametry a jejich měření
Metody počítačového výpočtu charakteristik akustických systémů v nízkofrekvenční oblasti vytvořené v posledních letech vyžadují měření řady „elektromechanických“ parametrů nazývaných „elektromechanické“ parametry reproduktorů, které je tvoří. Parametry Small-Thive"(podle jmen vědců, kteří vyvinuli tyto metody):
- aktivní odpor kmitací cívky Re;
- hlavní rezonanční frekvence fs;
- kvalitativní faktory: Qts(plný), Qes(elektrický), Qms(mechanické);
- ekvivalentní objem Vas;
- efektivní oblast záření Sd;
- maximální posunutí kmitací cívky XD atd.

Některé z těchto parametrů lze určit ze zaznamenané frekvenční odezvy vstupní elektrické impedance.

Základní rezonanční frekvence fs je definována jako frekvence, při které má hodnota modulu celkového elektrického odporu první hlavní maximum (obr. 8). Frekvenci lze měřit přímo nebo určit ze zaznamenané frekvenční odezvy modulu elektrické impedance. V některých případech, zejména při měření vysokofrekvenčních reproduktorů, je přesnější metodou určení rezonanční frekvence z fázové odezvy (jako frekvence, při které fázová odezva prochází nulou).

Faktor kvality- plný Qts, mechanické Qms a elektrické Qes v elektroakustických měničích jsou propojeny vztahem:
1/Qts = 1/Qms + 1/Qes.

Faktor kvality charakterizuje útlum v systému (který závisí na absorpci zvuku v pohyblivém systému, v plášti reproduktoru atd.). Čím větší je útlum, tím nižší je faktor kvality a naopak. Pokud je vrchol na křivce rezonanční impedance úzký a vysoký, pak je faktor kvality vysoký a útlum nízký. V dobrých akustických systémech by měl být faktor kvality nízký, v rozmezí 0,7-1,1.

Nejpoužívanějšími metodami pro stanovení činitele jakosti jsou ty, které využívají měření frekvenční charakteristiky modulu celkové elektrické impedance na sinusovém signálu nebo měření parametrů přechodového děje v elektrickém obvodu emitoru.

Měření se provádí podle schématu na obr. 9: Když se frekvence plynule mění, frekvence je určena f0, při kterém budou hodnoty voltmetru maximální ( Umax); pak se určí frekvence fam, odpovídající minimálním hodnotám (Umin); a také jsou zaznamenány dvě frekvence f1 A f2 nachází v oblasti f1< f0 < f2 , při kterém jsou napětí stejná U1 = U2.

Velikost těchto napětí je určena jako

Kde R0 je odpor reproduktoru při stejnosměrném proudu a /Z/max- maximální hodnota modulu. V tomto případě je faktor mechanické kvality roven:

Celkový faktor kvality je definován jako:

Faktor elektrické kvality se vypočítá pomocí již uvedeného vzorce 1/Qts = 1/Qms + 1/Qes.

Ekvivalentní objem Vas je definován jako uzavřený objem vzduchu, který má akustickou flexibilitu stejnou jako pohyblivý reproduktorový systém:
Vas = VV [(fc/fs)2 – 1],
Kde fs- rezonanční frekvence reproduktoru bez konstrukce, fc- rezonanční frekvence reproduktoru umístěného v uzavřeném pouzdře s objemem Vv s dobrým těsněním. Objem krabice se vybírá z podmínky:

Kromě toho musíte znát maximální přípustný offset kmitací cívky. Tyto parametry je v současné době nutné uvádět v katalozích pro nízkofrekvenční reproduktory.

Moderní digitální technologie umožňuje použití rychlých a přesných metod pro stanovení celého souboru elektromechanických parametrů. Nejprve se zaznamená přechodová odezva reproduktoru (ve vhodném pouzdře) s ohledem na napětí v kmitací cívce. Poté se pomocí numerických metod identifikují koeficienty elektrického obvodu, jehož přechodová odezva se shoduje s naměřenou, a z takto získaných charakteristik se vypočítají výše uvedené parametry. Tato metoda je implementována v moderních počítačových metrologických stanicích.

Obecně platí, že počítačové stanice a programy (MLSSA, CLIO atd.) poskytují možnost měřit více než třicet elektroakustických charakteristik. Některé společnosti poskytují podrobné údaje o svém vybavení, jiné dva nebo tři parametry. Nyní však existují mezinárodní normy (například IEC 581-7), které definují minimální požadavky na domácí a profesionální zařízení a které jsou povinné pro uvedení v technické dokumentaci pro všechny typy zařízení.

Dalším velmi důležitým bodem při posuzování parametrů elektroakustických zařízení, zejména pro naši republiku, je stabilita a spolehlivost charakteristik při provozu v různých klimatických a mechanických podmínkách. V souladu s nimi se vzorky zařízení, předem měřené ve všech parametrech, umístí na určitou dobu do vhodných podmínek (komory tepla, chladu, vlhkosti atd.). Poté se po expozici znovu zkontroluje jejich výkon a parametry. Katalogy pro zařízení musí uvádět přípustné provozní podmínky z hlediska teploty, vlhkosti atd.

Parametry uvedené v moderních katalozích pro akustické systémy lze ukázat na příkladu reproduktorů od Tannoy 215 DMT II: frekvenční odezva - od 35 Hz do 35 kHz (+/-3 dB); citlivost - 104 dB/W/m; nelineární harmonické zkreslení (THD)< 0,5%; паспортная мощность (PHC) - 200 Вт; пиковая мощность (peak) - 500 Вт; угол излучения - 90 град (-6 дБ).

Subjektivní vyšetření
Všechny typy elektroakustických zařízení, kromě měření objektivních parametrů, musí podléhat povinnému postupu subjektivního posuzování kvality zvuku (který zásadně odlišuje elektroakustická zařízení od ostatních elektronických zařízení). Je to dáno tím, že vzhledem k tomu, že řešení problému dekódování sluchového obrazu ještě není dokončeno, neexistuje jistota, že i měření třiceti a více parametrů zaručí požadovanou kvalitu zvuku.

V praxi navrhování akustických zařízení lze uvést mnoho příkladů, kdy např. dvě akustické jednotky s přibližně stejnými objektivními parametry dostávají při subjektivním poslechu různá hodnocení. Pro zajištění maximální opakovatelnosti a stability posudků při subjektivním zkoumání jsou v mezinárodních standardech (které v současné době procházejí výraznou revizí v souvislosti s přechodem na prostorové ozvučení) jasně stanoveny zkušební podmínky, požadavky na výběr prostor, programový materiál, výběr expertů, výběr expertů, výběr expertů a další. metody posuzování a statistické zpracování materiálů.

Následující články se budou zabývat návrhem akustických systémů (reproduktorů) a jejich hlavních prvků s využitím výše uvedených parametrů.