Микросхемы драйверов для биполярных транзисторов. Драйверы полевых транзисторов. Драйвер с гальванической развязкой

Мощные полевые MOSFET-транзисторы и биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT-транзисторы) являются базовыми элементами современной силовой электроники и используются в качестве элементов коммутации больших токов и напряжений. Однако для согласования низковольтных логических управляющих сигналов с уровнями управления затвора MOSFET- и IGBT-транзисторов требуются промежуточные устройства согласования — высоковольтные драйверы (в дальнейшем, для краткости, под «высоковольтными драйверами» будем понимать «высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов»).

В большинстве случаев используется следующая классификация высоковольтных драйверов:

• Независимые драйверы верхнего и драйверы нижнего плеча полумоста, интегрированные в одной микросхеме (High and Low Side Driver );
• Драйверы верхнего и драйверы нижнего плеча, включенные по схеме полумоста (Half-Bridge Driver );
• Драйверы верхнего плеча (High Side Driver );
• Драйверы нижнего плеча (Low Side Driver ).

На рис. 1 показаны соответствующие этим типам драйверов схемы управления.

Рис. 1.

В первом случае (рис. 1а) управление двумя независимыми нагрузками осуществляется от единых управляющих сигналов. Нагрузки, соответственно, включаются между истоком нижнего транзистора и шиной высоковольтного питания (драйвер нижнего плеча), а также между стоком верхнего транзистора и землей (драйвер верхнего плеча). Так называемые средние точки (сток верхнего транзистора и исток нижнего транзистора) не соединены между собой.

Во втором случае (рис. 1б) средние точки соединены. Причем нагрузка может быть включена как на верхнее, так и на нижнее плечо, но подключена к средней точке аналогично полумостовой схеме (т.н. полная мостовая схема). Строго говоря, в схеме 1а ничто не мешает соединить средние точки. Но в этом случае при определенной комбинации входных сигналов возможно одновременное открытие сразу двух транзисторов и, соответственно, протекание чрезмерно большого тока от высоковольтной шины на землю, что приведет к выходу из строя одного или сразу обоих транзисторов. Исключение подобной ситуации в данной схеме является заботой разработчика. В полумостовых драйверах (схема 1б) подобная ситуация исключается на уровне внутренней логики управления микросхемы.

В третьем случае (1в) нагрузка включается между стоком верхнего транзистора и землей, а в четвертом (1г) — между истоком нижнего транзистора и шиной высоковольтного питания, т.е. отдельно реализованы две «половинки» схемы 1а.

Компания STMicroelectronics в последние годы ориентируется (в нише высоковольтных драйверов) только на драйверы первых двух типов (семейства L638x и L639x, которые будут рассмотрены ниже). Однако более ранние разработки содержат микросхемы драйверов, управляющих включением или выключением одиночного MOSFET- или IGBT-транзистора (категория «Single» в терминах компании STMicroelectronics). При определенной схеме включения данные драйверы могут управлять нагрузкой как верхнего, так и нижнего плеча. Отметим также микросхему TD310 — три независимых одиночных драйвера в одном корпусе. Такое решение будет эффективным при управлении трехфазной нагрузкой. Данную микросхему компания STMicroelectronics относит к драйверам категории «Multiple».

L368x

В таблице 1 приводятся состав и параметры микросхем семейства L368x. Микросхемы данного семейства включают в себя как независимые драйверы верхнего и нижнего плеча (H&L), так и драйверы полумостовой схемы (HB).

Таблица 1. Параметры драйверов семейства L638x

Наименование	Voffcet, В	Io+, мА	Io-, мА	Ton, нс	Toff, нс	Tdt, нс	Тип	Управление
L6384E	600	400	650	200	250	Prog.	HB	IN/-SD
L6385E	600	400	650	110	105		H&L	HIN/LIN
L6386E	600	400	650	110	150		H&L	HIN/LIN/-SD
L6387E	600	400	650	110	105		H&L	HIN/LIN
L6388E	600	200	350	750	250	320	HB	HIN/LIN

Поясним некоторые параметры:

V OFFSET — максимально возможное напряжение между истоком верхнего транзистора и землей;

I O+ (I O-) — максимальный выходной ток при открытом верхнем (нижнем) транзисторе выходного каскада микросхемы;

T ON (T OFF) — задержка распространения сигнала от входов HIN и LIN до выходов HO и LO при включении (выключении);

T DT — время паузы — параметр, имеющий отношение к драйверам полумостовой схемы. При смене активных состояний логическая схема принудительно вводит паузы, позволяющие избегать включения верхнего и нижнего плеча одновременно. Например, если выключается нижнее плечо, то какое-то время оба плеча выключены и только потом включается верхнее. И, наоборот, если выключается верхнее плечо, то какое-то время оба плеча выключены и затем включается нижнее. Это время может быть либо фиксированным (как в L6388E ), либо задаваться путем выбора номинала соответствующего внешнего резистора (как в L6384E ).

Управление. Микросхемы независимых драйверов верхнего и нижнего плеча управляются по входам HIN и LIN. Причем высокий уровень логического сигнала включает, соответственно, верхнее или нижнее плечо драйвера. В микросхеме L6386E помимо этого используется дополнительный вход SD, отключающий оба плеча независимо от состояния на входах HIN и LIN.

В микросхеме L6384E применяются сигналы SD и IN. Сигнал SD отключает оба плеча независимо от состояния на входе IN. Сигнал IN = 1 эквивалентен комбинации сигналов {HIN = 1, LIN = 0} и, наоборот, IN = 0 эквивалентен комбинации сигналов {HIN = 0, LIN = 1}. Таким образом, одновременное включение транзисторов верхнего и нижнего плеча невозможно в принципе.

В микросхеме L6388E управление осуществляется по входам HIN и LIN, поэтому принципиально возможно подать на входы комбинацию {HIN = 1, LIN = 1}, однако внутренняя логическая схема преобразует ее в комбинацию {HIN = 0, LIN = 0}, исключив, таким образом, одновременное включение обоих транзисторов.

Что касается параметров, начнем с микросхем типа H&L.

Значение V OFFSET , равное 600 Вольт, является в каком-то смысле стандартом для микросхем данного класса.

Значение выходного тока I O+ (I O-), равное 400/650 мА, является показателем средним, ориентированным на типовые транзисторы общего назначения. Если сравнивать с микросхемами семейства IRS (поколение G5 HVIC), то компания International Rectifier предлагает, главным образом, микросхемы с параметром 290/600 мА. Однако в линейке International Rectifier есть также модели с параметрами 2500/2500 мА (IRS2113) и несколько меньшим быстродействием или микросхемы с выходными токами до 4000/4000 мА (IRS2186). Правда, в этом случае время переключения по сравнению с L6385E увеличивается до значения 170/170 нс.

Время переключения. Значения T ON (T OFF), равные 110/105 нс (для L6385E), превышают аналогичные значения микросхем семейства IRS (пусть и не очень значительно). Лучших показателей (60/60 нс) компания International Rectifier добилась в модели IRS2011, но за счет снижения напряжения VOFFSET до 200 В.

Однако отметим, что компания STMicroelectronics предлагает драйверы, в которых общий провод входного (низковольтного) и выходного (высоковольтного) каскадов — единый. Компания International Rectifier, помимо микросхем с аналогичной архитектурой, предлагает драйверы с раздельными общими шинами для входного и выходного каскадов.

Сравнивая параметры драйвера полумостовой схемы L6384E с изделиями International Rectifier, можно сделать вывод, что он уступает (и по выходным токам, и по быстродействию) только модели IRS21834, в которой реализована входная логика HIN/-LIN. Если критичной является входная логика IN/-SD, то драйвер L6384E превосходит по своим параметрам изделия International Rectifier.

Более подробно рассмотрим микросхему драйвера L6385E, структура и схема включения которой приведена на рис. 2.

Рис. 2.

Микросхема содержит два независимых драйвера верхнего (выход HVG) и нижнего плеча (выход LVG). Реализация драйвера нижнего плеча достаточно тривиальна, поскольку потенциал на выводе GND постоянен и, следовательно, задача состоит в преобразовании входного низковольтного логического сигнала LIN до уровня напряжения на выходе LVG, необходимого для открытия транзистора нижнего плеча. В верхнем плече потенциал на выводе OUT изменяется в зависимости от состояния нижнего транзистора. Существуют различные схемотехнические решения, применяемые для построения каскада верхнего плеча. В данном случае применяется относительно простая и недорогая бутстрепная схема управления (схема с «плавающим» источником питания). В такой схеме длительность управляющего импульса ограничена величиной бутстрепной емкости. Кроме того, необходимо обеспечить условия для ее постоянного заряда с помощью высоковольтного быстродействующего каскада сдвига уровня. Этот каскад обеспечивает преобразование логических сигналов до уровней, необходимых для устойчивой работы схемы управления транзистора верхнего плеча.

При падении напряжения управления ниже определенного предела выходные транзисторы могут перейти в линейный режим работы, что, в свою очередь, приведет к перегреву кристалла. Для предотвращения этого должны использоваться схемы контроля напряжения (UVLO — Under Voltage LockOut ) и для верхнего (контроль потенциала V BOOT), и для нижнего (контроль V CC) плеча.

Для современных высоковольтных драйверов характерна тенденция интегрировать бутстрепный диод в корпус интегральной схемы. Благодаря этому отпадает необходимость в применении внешнего диода, который является достаточно громоздким по сравнению с самой микросхемой драйвера. Встроенный бутстрепный диод (точнее, бутстрепная схема) применен не только в драйвере L6385E, но и во всех остальных микросхемах этого семейства.

Микросхема L6386E является вариантом L6385E с дополнительными функциями. Ее структура и схема включения приведены на рис. 3.

Рис. 3.

Основные отличия L6386E от L6385E. Во-первых, добавлен дополнительный вход SD, низкий уровень сигнала на котором выключает оба транзистора независимо от состояния входов HIN и LIN. Часто используется как сигнал аварийного отключения, не связанный со схемой формирования входных управляющих сигналов. Во-вторых, добавлен каскад контроля тока, протекающего через транзистор нижнего каскада. Сравнивая с предыдущей схемой, видим, что сток транзистора нижнего плеча подключен к земле не непосредственно, а через токовый резистор (токовый датчик). Если падение напряжения на нем превышает пороговое значение V REF , то на выходе DIAG формируется низкий уровень. Отметим, что данное состояние не влияет на работу схемы, а является только индикатором.

Несколько слов о применении микросхем семейства L638x. Ограниченный объем статьи не позволяет рассмотреть примеры применения, однако в документе «L638xE Application Guide» компании STMicroelectronics приведены примеры схемы управления трехфазным двигателем, схемы балласта люминесцентной лампы с диммированием, DC/DC-преобразователей с различной архитектурой и ряд других. Также приведены схемы демонстрационных плат для всех микросхем данного семейства (в том числе и топология печатных плат).

Подводя итог анализа семейства L638x, отметим: не обладая уникальными характеристиками по каким-то отдельным параметрам, драйверы данного семейства относятся к одним из лучших в отрасли как по совокупности параметров, так и по примененным техническим решениям.

Семейство высоковольтных драйверов
полумостовой схемы L639x

На первый взгляд, микросхемы этого семейства можно считать развитием микросхемы L6384E. Однако анализируя функциональные возможности драйверов семейства L639x, признать L6384E в качестве прототипа весьма сложно (разве что за отсутствием других драйверов полумоста в линейке STMicroelectronics). В таблице 2 приводятся состав и параметры микросхем семейства L639x.

Таблица 2. Параметры драйверов семейства L639x

Наименование	Voffcet, В	Io+, мА	Io-, мА	Ton, нс	Toff, нс	Tdt, мкс	Тип	Smart SD	ОУ	Комп.	Управление
L6390	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB	есть	есть	есть	HIN/-LIN/-SD
L6392	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB		есть		HIN/-LIN/-SD
L3693	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB			есть	PH/-BR/-SD

Основная особенность микросхем данного семейства — наличие дополнительных встроенных элементов: операционного усилителя или компаратора (для L6390 — и того, и другого). На рис. 4 показана структура и схема включения микросхемы L6390.

Рис. 4.

Какие преимущества дают дополнительные элементы в практических приложениях? Операционные усилители (в L6390 и L6392 ) предназначены для измерения тока, протекающего через нагрузку. Причем, поскольку доступны оба вывода (OP+ и OP-), возникает возможность формировать на соответствующем выходе микросхемы и абсолютное значение, и отклонение от некоторого опорного напряжения (соответствующего, например, максимально допустимому значению). В драйвере L6390 компаратор выполняет вполне конкретную функцию «интеллектуального отключения» (Smart Shutdown ) — т.е. при превышении максимально допустимого тока в нагрузке компаратор начинает влиять на логику работы драйвера и обеспечивает плавное отключение нагрузки. Скорость отключения задается RC-цепью, подключенной к выводу SD/OD. Причем, поскольку данный вывод является двунаправленным, то он может являться как выходом индикации ошибки для управляющего микроконтроллера, так и входом для принудительного отключения.

Все микросхемы содержат логику защиты от одновременного открытия транзисторов верхнего и нижнего плеча и, соответственно, формирования паузы при изменении состояния выхода. Время паузы T DT для всех микросхем семейства программируемое и определяется номиналом резистора, подключенного к выводу DT.

Логика управления в микросхемах L6390 и L6392 однотипная — сигналы HIN, LIN и SD.

Отличие микросхемы L6393 от L6390 и L6392 заключается не только в отсутствии операционного усилителя. Компаратор в L6393 независим от остальных элементов схемы и, в принципе, может быть использован в произвольных целях. Однако наиболее разумное применение — контроль тока и формирование признака превышения (по аналогии с выводом DIAG в микросхеме L6386E, рассмотренной выше). Основное отличие заключается в логике управления — комбинация управляющих сигналов PHASE, BRAKE и SD является достаточно редкой (если не уникальной) для микросхем данного класса. Циклограмма управления представлена на рис. 5.

Рис. 5.

Циклограмма ориентирована на управление непосредственно от сигналов двигателя, например, постоянного тока и реализует т.н. механизм отложенного останова. Предположим, что BRAKE — это сигнал на исполнительный механизм, т.е. его низкий уровень включает двигатель независимо от состояния сигнала PHASE. Опять же предположим, что PHASE — это сигнал с датчика обратной связи, например, с частотного датчика, установленного на валу двигателя, или концевого датчика, обозначающего точку останова. Тогда высокий уровень сигнала BRAKE остановит двигатель не немедленно, а только по положительному перепаду сигнала PHASE. Скажем, если речь идет о приводе каретки, то сигнал останова (высокий уровень BRAKE) может быть подан заблаговременно, но останов произойдет только в конкретной точке (при срабатывании датчика PHASE).

На рис. 6 показана структура и схема включения микросхемы L6393.

Рис. 6.

О параметрах. Значения выходных токов I O+ (I O-), равные 270/430 мА, уступают микросхемам компании International Rectifier (у которых, как отмечалось выше, типичными являются 290/600 мА). Тем не менее, динамические параметры T ON /T OFF (125/125 нс) превосходят (и часто существенно) все микросхемы семейства IRS.

Выводы по семейству L639x. При достаточно высоких количественных характеристиках, что само по себе позволяет отнести семейство L639x к группе лидеров отрасли, дополнительные функции придают качественный скачок, поскольку позволяют реализовать в одной микросхеме те функции, которые ранее реализовывались с использованием ряда дополнительных компонентов.

Заключение

Безусловно, номенклатуру высоковольтных драйверов компании STMicroelectronics нельзя признать очень широкой (хотя бы в сравнении с аналогичными изделиями компании International Rectifier). Тем не менее, количественные и качественные характеристики рассмотренных семейств не уступают лучшим изделиям IR.

Говоря о драйверах MOSFET- и IGBT-транзисторов, нельзя не упомянуть и сами транзисторы; компания STMicroelectronics выпускает достаточно широкую линейку полевых (например MDMESH V и SuperMesh3) и биполярных транзисторов с изолированным затвором. Поскольку эти электронные компоненты совсем недавно освещались в данном журнале , то они оставлены за рамками данной статьи.

И наконец, как упоминалось выше, линейка драйверов MOSFET- и IGBT-транзисторов компании STMicroelectronics не исчерпывается драйверами полумостовой схемы. С номенклатурой драйверов категорий «Single» и «Multiple» и их параметрами можно ознакомиться на официальном сайте компании STMicroelectronics — http://www.st.com/ .

Литература

1. L638xE Application Guide// документ компании ST Microelectronics an5641.pdf.

2. Ячменников В. Повышаем эффективность с транзисторами MDmesh V// Новости электроники, №14, 2009.

3. Ильин П., Алимов Н. Обзор MOSFET и IGBT компании STMicroelectronics// Новости электроники, №2, 2009.

4. Меджахед Д. Высокоэффективные решения на базе транзисторов SuperMESH3 // Новости электроники, №16, 2009.

MDMEDH V в корпусе PowerFlat

STMicroelectronics, мировой лидер в области силовых МОП транзисторов, разработала для транзисторов семейства MDMESH V новый корпус PowerFlat с улучшенными характеристиками, специально предназначенный для поверхностного монтажа. Размеры корпуса 8х8 мм при высоте 1 мм (PowerFlat 8×8 HV). Его малая высота позволяет создавать более тонкие блоки питания, а также — снизить размер печатной платы или увеличить плотность монтажа. Контактом стока в корпусе PowerFlat является большая открытая металлическая поверхность, которая способствует улучшению теплоотвода и, соответственно, повышению надежности. Данный корпус способен работать в диапазоне температур -55…150°C.

Транзисторы семейства MDMESH V — это лучшие транзисторы в мире с точки зрения сопротивления открытого канала в области рабочих напряжений 500…650 В. Например, транзисторы серии STW77N65M5 из семейства MDMESH V имеют для рабочего напряжения 650 В максимальное значение Rdson на уровне 0,033 Ом и максимальный статический ток 69 А. При этом заряд затвора такого транзистора составляет всего 200 нК. STL21N65M5 — это первый транзистор из семейства MDMESH V в корпусе PowerFlat. При рабочем напряжении 650 В транзистор STL21N65M5 имеет сопротивление открытого канала на уровне 0,190 Ом и максимальный статический ток на уровне 17 А, при этом заряд его затвора составляет 50 нК.

О компании ST Microelectronics

Драйверы полевых транзисторов

Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.

Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15 -Классификация драйверов

Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.

В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.

На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.

Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.

Статья посвящена разработкам ООО «Электрум АВ » для промышленного применения, по своим характеристикам аналогичным модульным приборам производства Semikron и CT Concept.

Современные концепции развития силовой электроники, уровень технологического базиса современной микроэлектроники обуславливают активное развитие систем, построенных на IGBT-приборах различной конфигурации и мощности. В государственной программе «Национальная технологическая база » этому направлению посвящены две работы по освоению серии IGBT-модулей средней мощности на предприятии «Контур » (г.Чебоксары) и серии IGBT-модулей большой мощности на предприятии «Кремний » (г.Брянск). В то же время применение и развитие систем на IGBT-модулях ограничивается отсутствием отечественных драйверных устройств для управления затворами IGBT. Эта проблема также актуальна для мощных полевых транзисторов, используемых в преобразовательных системах с напряжением до 200 В.

В настоящее время на российском «электронном» рынке устройства управления мощными полевыми и IGBT-транзисторами представлены фирмами Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron, CT Concept. Изделия IR и Agilent содержат только устройство формирования сигналов управления за вором транзистора и защитные схемы и требуют в случае работы с транзисторами большой мощности или на больших частотах для своего применения дополнительные элементы: DC/DC-преобразователь необходимой мощности для формирования питающих напряжений выходных каскадов, мощных внешних выходных каскадов для формирования сигналов управления затворами с необходимой крутизной фронтов, защитных элементов (стабилитронов, диодов и т.д.), элементов сопряжения системы управления (входная логика, формирование диаграммы управления полумостовыми приборами, оптически развязанные статусные сигналы состояния управляемого транзистора, питающих напряжений и т.д.). Изделия фирмы Powerex также требуют DC/DC-преобразователь, а для согласования с ТТЛ, КМОП и ВОЛС требуются дополнительные внешние элементы. Также отсутствуют необходимые статусные сигналы с гальванической развязкой.

Наиболее функционально полными являются драйверы фирм Semikron (серии SKHI) и CT Concept (типов Standart или SCALE). Драйверы CT Concept серии Standart и драйверы SKHI выполнены в видепечатных плат с разъемами для подключения к системе управления и управляемым транзисторам с установленными на них необходимыми элементами и с возможностью установки настроечных элементов потребителем. По своим функциональным и параметрическим особенностям изделия близки.

Номенклатура драйверов SKHI приведена в таблице 1.

Таблица 1. Номенклатура драйверов SKHI

Тип драйвера фирмы Semikron	Коли-чество кана-лов	Мах напря-жение на управл. транзис-торе,В	Изме-нение напря-жения на затворе,В	Мах имп. вых. ток,А	Max заряд затвора,мкКл	Частота, кГц	Напря-жение изоля-ции,кВ	DU/dt, кВ/мкс
SKHI 10/12	1	1200	+15/–8	8	9,6	100	2,5	75
SKHI 10/17	1	1700	+15/–8	8	9,6	100	4	75
SKHI 21A	1	1200	+15/–0	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A/22В	2	1200	+15/–7	8	4	50	2,5	50
SKHI 22A/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 22В/H4	2	1700	+15/–7	8	4	50	4	50
SKHI 23/12	2	1200	+15/–8	8	4,8	100	2,5	75
SKHI 23/17	2	1700	+15/–8	8	4,8	100	4	75
SKHI 24	2	1700	+15/–8	8	5	50	4	50
SKHI 26W	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 26F	2	1600	+15/–8	8	10	100	4	75
SKHI 27W	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 27F	2	1700	+15/–8	30	30	10	4	75
SKHI 61	6	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHI 71	7	900	+15/–6,5	2	1	50	2,5	15
SKHIВS 01	7	1200	+15/–8	1,5	0,75	20	2,5	15

Драйверы SCALE фирмы CT Concept выполнены на основе базовой гибридной сборки и включают основные элементы для управления мощными полевыми или IGBTтранзисторами, которые смонтированы на печатной плате, с возможностью установки необходимых настроечных элементов. Плата оснащена также необходимыми разъемами и гнездами.

Номенклатура базовых гибридных сборок драйверов SCALE фирмы CT Concept приведена в таблице 2.

Драйверные устройства производства «Электрум АВ »являются полностью законченными, функциональнополными устройствами,содержащими все необходимые элементы для управления затворами мощных транзисторов, обеспечивая необходимые уровни согласования токовых и потенциальных сигналов, длительностей фронтов и задержек, а также необходимые уровни защиты управляемых транзисторов при опасных уровнях напряжения насыщения (токовая перегрузка или КЗ) и недостаточном напряжении на затворе. Применяемые DC/DC-преобразователи и транзисторные выходные каскады обладают необходимыми мощностями для обеспечения переключения управляемых транзисторов любой мощности с достаточной скоростью, обеспечивающей минимальные потери коммутации. Преобразователи DC/DC и оптронные развязки имеют достаточные уровни гальванической изоляции для применения в высоковольтных системах.

Таблица 2. Номенклатура базовых гибридных сборок драйверов SCALE фирмы CT Concept

Тип драйвера фирмы CT Concept	Коли-чество кана-лов	Напря-жение пита-ния драй-вера,В	Мах имп. выход-ной ток, А	Мах напряже-ние на упр. транзис-торе,В	Выход-ная мощ-ность, Вт	Задержка, нс	Напря-жение изол., В	du/dt, кВ/мкс	Вход
IGD 508E	1	±15	±8	3300	5	225	5000		Волс
IGD 515E	1	±15	±15	3300	5	225	5000		Волс
IGD 608E	1	±15	±8	1200	6	60	4000	>50	Транс
IGD608А1 17	1	±15	±8	1700	6	60	4000	>50	Транс
IGD 615А	1	±15	±15	1200	6	60	4000	>50	Транс
IGD615А1 17	1	±15	±15	1700	6	60	4000	>50	Транс
IHD 215А	2	±15	±1,5	1200	1	60	4000	>50	Транс
IHD 280А	2	±15	±8	1200	1	60	4000	>50	Транс
IHD280А1 17	2	±15	±8	1700	1	60	4000	>50	Транс
IHD 680А	2	±15	±8	1200	3	60	4000	>50	Транс
IHD680A1 17	2	±15	±8	1700	3	60	4000	>50	Транс
IHD 580 F	2	±15	±8	2500	2,5	200	5000		Волс

В настоящей статье будут представлены приборы МД115, МД150, МД180 (МД115П, МД150П, МД180П) для управления одиночными транзисторами, а также МД215, МД250, МД280 (МД215П, МД250П, МД280П) для управления полумостовыми приборами.

Модуль драйвера одноканального IGBT и мощных полевых транзисторов: МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, ИД180П

Модуль драйвера МД115, МД150, МД180, МД115П, МД150П, МД180П - гибридная интегральная схема для управления IGBT и мощными полевыми транзисторами, в том числе и в случае их параллельного включения. Модуль обеспечивает согласование по уровням токов и напряжений с большинством IGBT и мощных полевых транзисторов с предельно допустимым напряжением до 1700 В, защиту от перегрузки или КЗ, от недостаточного уровня напряжения на затворе транзистора. Драйвер формирует сигнал «авария » при нарушении режима работы транзистора. С помощью внешних элементов режим работы драйвера настраивается для оптимального управления разными типами транзисторов. Драйвер может использоваться для управления транзисторами с «кельвиновскими » выходами или для контроля тока с помощью токочувствительного резистора. Приборы МД115П, МД150П, МД180П содержат встроенный DC/DC-преобразователь для питания выходных каскадов драйвера. Для приборов МД115, МД150, МД180 требуется внешний изолированный источник питания.

Назначение выводов

1 - «авария +» 2 - «авария –» 3 - «вход +» 4 - «вход –» 5 - «U пит +» (только для моделей с индексом «П ») 6 - «U пит –» (только для моделей с индексом «П ») 7 - «Общий» 8 - «+Е пит» 9 - «выход» - управление затвором транзистора 10 - «–Е пит» 11 - «напр» - вход контроля напряжения насыщения управляемого транзистора 12 - «ток» - вход контроля тока протекающего через управляемый транзистор

Модули драйвера двухканального IGBT и мощных полевых транзисторов IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П - гибридная интегральная схема для управления IGBT и мощными полевыми транзисторами по двум каналам, как независимо, так и в полумостовом включении, в том числе при параллельном включении транзисторов. Драйвер обеспечивает согласование по уровням токов и напряжений с большинством IGBT и мощных полевых транзисторов с предельно допустимыми напряжениями до 1700 В, защиту от перегрузок или КЗ, недостаточного уровня напряжения на затворе транзистора. Входы драйвера имеют гальваническую развязку от силовой части с напряжением изоляции 4 кВ. Драйвер содержит внутренние DC/DC-преобразователи, формирующие необходимые уровни для управления затворами транзисторов. Прибор формирует необходимые статусные сигналы, характеризующие режим работы транзисто ров, а также наличие питания. С помощью внешних элементов режим работы драйвера настраивается для оптимального управления разными типами транзисторов.

Таблица 4. Обозначение выводов модуля драйвера двухканального IGBT и мощных полевых транзисторов

№ выв.	Обозначение	Функция	№ выв.	Обозначение	Функция
14	ВХ1 «+»	Прямой управляющий вход первого канала	15	ИК	Измерительный коллектор для контроля напряжения насыщения на управляемом транзисторе первого канала
13	ВХ1 «–»	Инверсный управляющий вход первого канала	16	ИК1	Вход контроля напряжения насыщения с настройкой порога и времени блокировки первого канала
12	СТ «+Е пит »	Статус питающего напряжения выходного каскада первогоканала	17	Вых2	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени включения управляемого транзистора первого канала
11	Сз	Вход для подключения дополнительного конденсатора (настройка времени задержки включения)первого канала	18	Вых1	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени выклчения управляемого транзистора первого канала
10	СТ	Статусный выход аварии на управляемом транзисторе первого канала	19	–Е пит
9	БЛОК	Вход блокировки	20	Общ	Выходы напряжений питания силовой части драйвера первого канала
8		Не задействован	21	+Е пит	Выходы напряжений питания силовой части драйвера первого канала
7	+5В		22	+Е пит "
6		Вход для подключения питания входной схемы	23	Общ"	Выходы напряжений питания силовой части драйвера второго канала
5	ВХ2 «+»	Прямой управляющий вход второго канала	24	–Е пит "	Выходы напряжений питания силовой части драйвера второго канала
4	ВХ2 «–»	Инверсный управляющий вход второго канала	25	Вых1"	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени включения управляемого транзистора второго канала
3	СТ «+Е пит »9	Статус питающего напряжения выходного каскада второго канала	26	Вых2"	Выход управления затвором транзистора с регулировкой времени выключения управляемого транзистора второго канала
2	Сз9	Вход для подключения дополнительного конденсатора (настройка времени задержки переключения)второго канала	27	ИК1"	Вход контроля напряжения насыщения с настройкой порога и времени блокировки второго канала
1	СТ9	Статусный выход аварии на управляемом транзисторе второго канала	28	ИК"	Измерительный коллектор для контроля напряжения насыщения на управляемом транзисторе второго канала

Приборы обоих типов МД1ХХХ и МД2ХХХ обеспечивают формирование сигналов управления затворами транзисторов с регулируемой раздельно величиной зарядного и разрядного токов, с требуемыми динамическими параметрами, обеспечивают контроль напряжений и защиту затворов транзисторов в случае недостаточного или избыточного напряжения на них. Оба типа приборов контролируют напряжение насыщения управляемого транзистора и производят плавное аварийное отключение нагрузки в критических ситуациях, формируя сигнал с оптронной развязкой, сигнализирующий об этом. В дополнение к этим функциям приборы серии МД1ХХХ обладают возможностью контроля тока через управляемый транзистор с помощью внешнего токоизмерительного резистора - «шунта». Такие резисторы, обладающие сопротивлениями от 0,1 до нескольких мОм и мощностями в десятки и сотни Вт, выполненные на керамических основаниях в виде полос нихрома или манганина точной геометрии с подгонкой номинала, также разработаны ООО «Электрум АВ ». Более подробную информацию о них можно найти на сайте www.orel.ru/voloshin .

Таблица 5. Основные электрические параметры

Входная схема
		мин.	тип.	макс.
Напряжение питания,В		4,5	5	18
Ток потребления,мА		не более 80 без нагрузки не более 300мА с нагрузкой
Входная логика		КМОП 3 –15 В,ТТЛ
Ток по входам управления,мА		не более 0,5
Напряжение на выходе ст,В		не более 15
Выходной ток по выходу ст,мА		не менее 10
Выходная схема
Пиковый выходной ток,А
МД215		не более 1,5
МД250		не более 5,0
МД280		не более 8,0
Выходной средний ток,мА		не более 40
Максимальная частота переключения,кГц		не менее 100
Скорость изменения напряжения,кВ/мкс		не менее 50
Максимальное напряжение на управляемом транзисторе,В		не менее 1200
DC/DC преобразователь
Выходные напряжения,В		не менее 15
Мощность,Вт		не менее 1 не менее 6 (для моделей с индексом М)
КПД		не менее 80%
Динамические характеристики
Задержка вход выход t вкл,мкс		не более 1
Задержка защитного отключения t выкл,мкс		не более 0,5
Задержка включения статуса,мкс		не более 1
Время восстановления после срабатывания защиты,мкс		не более 10
		не менее 1 (задается емкостями Сt,Сt")
Время срабатывания схемы защиты по напряжению насыщения при включении транзистора tблок,мкс		не менее 1
Пороговые напряжения
		мин.	тип.	макс.
Порог срабатывания защиты по недостаточному E питания,В		10,4	11	11,7
Схема защиты по напряжению насыщения управляемого транзистора обеспечивает отключение выхода и формиро вание сигнала СТ при напряжении на входе «ИК »,В		6	6,5	7
Изоляция
Напряжение изоляции сигналов управления относительно силовых сигналов,В		не менее 4000 переменного напряжения
Напряжение изоляции DC/DC преобразователя,В		не менее 3000 постоянного напряжения

Предлагаемые драйверы позволяют управлять транзисторами с высокой частотой (до 100 кГц), что позволяет добиваться очень высоких эффективностей преобразовательных процессов.

Приборы серии МД2ХХХ имеют встроенный блок входной логики, позволяющий управлять сигналами с различной величиной от 3 до 15 В (КМОП)и стандартными ТТЛ-уровнями, обеспечивая при этом идентичный уровень сигналов управления затворами транзисторов и формируя настраиваемую с помощью внешних конденсаторов длительность задержки переключения верхнего и нижнего плеча полумоста, что позволяет обеспечить отсутствие сквозных токов.

Особенности применения драйверов на примере устройства МД2ХХХ

Краткий обзор

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П - универсальные модули управления, предназначенные для переключения IGBT и мощных полевых транзисторов.

Все типы МД2ХХХ имеют взаимно совместимые контакты и отличаются только уровнем максимального импульсного тока.

Типы МД с более высокими мощностями - МД250, МД280, МД250П, МД280П хорошо подходят для большинства модулей или нескольких параллельно соединенных транзисторов, используемых на высоких частотах.

Модули драйвера ряда МД2ХХХ представляют собой полное решение проблем управления и защиты для IGBT и мощных полевых транзисторов. Фактически никакие дополнительные компоненты не требуются ни во входной, ни в выходной части.

Действие

Модули драйвера МД215, МД250, МД280, МД215П, МД250П, МД280П для каждого из двух каналов содержат:

• входную схему, обеспечивающую согласование уровней сигналов и защитную задержку переключения;
• электрическую изоляцию между входной схемой и силовой (выходной) частью;
• схему управления затвором транзистора; на открытом транзисторе;
• схему контроля уровня напряжения питания силовой части драйвера;
• усилитель мощности;
• защиту от выбросов напряжения в выходной части драйвера;
• электрически изолированный источник напряжения - конвертер DC//DC (только для модулей с индексом П)

Оба канала драйвера работают независимо друг от друга.

Благодаря электрической изоляции, осуществляемой с помощью трансформаторов и оптронов (подвергаемых испытательному напряжению 2650 В переменного напряжения частотой 50 Гц в течении 1 мин.) между входной схемой и силовой частью, а также чрезвычайно высокой скоростью нарастания напряжения - 30 кВ/мкс, модули драйверов применяются в схемах с большими потенциальными напряжениями и большими потенциальными скачками, происходящими между силовой частью и схемой контроля (управления).

Очень короткие времена задержки драйверов ряда МД2ХХХ позволяют использовать их в высокочастотных источниках питания, высокочастотных конвертерах и конвертерах резонанса. Благодаря чрезвычайно коротким временам задержки они гарантируют безаварийную работу при управлении мостом.

Одна из основных функций драйверов ряда МД2ХХХ - гарантия надежной защиты управляемых силовых транзисторов от короткого замыкания и перегрузки. Аварийное состояние транзистора определяется с помощью напряжения на коллекторе силового транзистора в открытом состоянии. Если превышен порог, определенный пользователем, силовой транзистор выключается и остается заблокированным до окончания активного уровня сигнала на управляющем входе. После этого транзистор может быть снова включен подачей активного уровня на управляющий вход. Эта концепция защиты широко используется для надежной защиты IGBT-транзисторов.

Функциональное назначение выводов

Выводы 14 (ВХ1 «+»),13 (ВХ1 «–»)

Выводы 13 и 14 являются управляющими входами драйвера. Управление осуществляется подачей на них логических уровней ТТЛ. Вход Вх1 «+» является прямым, то есть при подаче на него логической 1 происходит открытие силового транзистора, а при подаче 0 - его закрытие. Вход Вх1 «–» является инверсным, то есть при подаче на него логической 1 происходит закрытие силового транзистора, а при подаче 1 - его открытие. Обычно Вх1 «–» подключается к общему проводнику входной части драйвера, а по входу Вх1 «+» производится управление им. Инвертирующее и неинвертирующее включение драйвера представлено на рис.10.

В таблице 6 приведена диаграмма состояния одного канала драйвера.

Электрическая изоляция между входной и выходной частью драйвера на этих выводах осуществляется с помощью оптронов. Благодаря их применению исключается возможность воздействия переходных процессов, возникающих на силовом транзисторе, в схему управления.

Таблица 6. Диаграмма состояний одного канала драйвера

Вх1+	Вх1–	Напряжение на затворе транзистора	Напряжение насыщения транзистора >нормы	Ст	Ст «+Е пит »	Вых
Х	Х	+	Х	Х	L	L
x	x	x	+	l	Н	l
l	x	x	x	x	Н	l
x	H	x	x	x	H	l
H	l	-	-	H	H	H

Входная схема имеет встроенную защиту, исключающую открытие обоих силовых транзисторов полумоста одновременно. Если на управляющие входы обоих каналов подать активный управляющий сигнал, то произойдет блокирование схемы, и оба силовых транзистора будут закрыты.

Модули драйвера должны располагаться как можно ближе к силовым транзисторам и соединяться с ними максимально короткими проводниками. Входы Вх1 «+» и Вх1 «–» могут быть соединены со схемой управления и контроля проводниками длиной до 25 см.

Причем проводники должны идти параллельно. Кроме того, входы Вх1 «+» и Вх1 «–» можно соединить со схемой управления и контроля с помощью витой пары. Общий проводник к входной схеме должен всегда подводиться отдельно для обоих каналов для обеспечения надежной передачи управляющих импульсов.

Принимая во внимание, что надежная передача управляющих импульсов происходит в случае очень длинного импульса, то полная конфигурация должна быть проверена в случае минимально короткого управляющего импульса.

Вывод 12 (СТ «+Е пит »)

Вывод 12 является статусным выходом, подтверждающим наличие питания (+18 В) на выходной (силовой) части драйвера. Он собран по схеме с открытым коллектором. При нормальной работе драйвера (наличии питания и достаточном его уровне) статусный вывод соединяется с общим выводом управляющей схемы с помощью открытого транзистора. Если этот статусный вывод подключить по схеме, представленной на рис.11, то аварийной ситуации будет соответствовать высокий уровень напряжения на нем (+5 В). Нормальной работе драйвера будет соответствовать низкий уровень напряжения на этом статусном выводе. Типовое значение протекающего тока через статусный вывод соответствует 10 мА, следовательно, номинал резистора R рассчитывается по формуле R =U/0,01,

где U - питающее напряжение. При снижении напряжения питания ниже 12 В происходит выключение силового транзистора и блокировка работы драйвера.

Вывод 11 (Сз)

К выводу 11 подключается дополнительный конденсатор, увеличивающий время задержки между входным и выходным импульсом tвкл на драйвере. По умолчанию (без дополнительного конденсатора) это время ровно 1 мкс, благодаря чему на импульсы короче 1 мкс драйвер не реагирует (защита от импульсных помех). Основным назначением этой задержки является исключение возникновения сквозных токов, возникающих в полумостах. Сквозные токи вызывают разогрев силовых транзисторов, срабатывание аварийной защиты, увеличивают потребляемый ток, ухудшают КПД схемы. Благодаря введению этой задержки обоими каналами драйвера, нагруженного на полумост, можно управлять одним сигналом в форме меандра.

К примеру, модуль 2MBI 150 имеет задержку по выключению 3 мкс, следовательно, чтобы исключить возникновение сквозных токов в модуле при совместном управлении каналами, нужно поставить дополнительную емкость не менее 1200 пФ на оба канала.

Для снижения влияния окружающей температуры на время задержки необходимо выбирать конденсаторы с малым ТКЕ.

Вывод 10 (СТ)

Вывод 10 является статусным выходом аварии на силовом транзисторе первого канала. Высокому логическому уровню на выходе соответствует нормальная работа драйвера, а низкому уровню - авария. Авария возникает в случае превышения напряжения насыщения на силовом транзисторе порогового уровня. Максимальный ток, протекающий по выходу, составляет 8 мА.

Вывод 9 (БЛОК)

Вывод 6 является управляющим входом драйвера. При подаче на него логической единицы происходит блокировка работы драйвера и подача запирающего напряжения на силовые транзисторы. Вход блокировки является общим для обоих каналов. Для нормальной работы драйвера надо подать на этот вход логический ноль.

Вывод 8 не используется.

Выводы 7 (+5 В) и 6 (общий)

Выводы 6 и 7 являются входами для подключения питания к драйверу. Питание осуществляется от источника мощностью 8 Вт и выходным напряжением 5 ± 0,5 В. Питание необходимо подключить к драйверу проводниками небольшой длины (для уменьшения потерь и увеличения помехозащищенности). В случае, если соединяющие проводники имеют длину более 25 см, необходимо между ними как можно ближе к драйверу ставить помехоподавляющие емкости (керамический конденсатор емкостью 0,1 мкФ).

Вывод 15 (ИК)

Вывод 15 (измерительный коллектор) подключается к коллектору силового транзистора. Через него осуществляется контроль напряжения на открытом транзисторе. В случае КЗ или перегрузки напряжение на открытом транзисторе резко возрастает. При превышении на коллекторе транзистора порогового значения напряжения происходит запирание силового транзистора и срабатывает статус аварии СТ. Временные диаграммы процессов, протекающих в драйвере при срабатывании защиты, приведены на рис.7. Порог срабатывания защиты можно снизить подключением последовательно соединенных между собой диодов, причем пороговая величина напряжения насыщения U нас. пор.=7 –n U пр.VD , где n - количество диодов, U пр.VD - падение напряжения на открытом диоде. В случае, если питание силового транзистора осуществляется от источника 1700 В, необходимо установить дополнительный диод напряжением пробоя не ниже 1000 В. Катод диода подключается к коллектору силового транзистора. Время срабатывания защиты можно регулировать с помощью вывода 16-ИК1.

Вывод 16 (ИК1)

Вывод 16 (измерительный коллектор) в отличие от вывода 15 не имеет встроенного диода и ограничительного резистора. Он необходим для подключения конденсатора, который определяет время срабатывания защиты по напряжению насыщения на открытом транзисторе. Эта задержка необходима для того, чтобы исключить влияние на схему помехи. Благодаря подключению конденсатора время срабатывания защиты увеличивается пропорционально емкости t блокировки =4 С U нас. пор., где C - емкость конденсатора, пФ. Это время суммируется со временем внутренней задержки драйвера t выкл(10%)=3 мкс. По умолчанию в драйвере стоит емкость С =100 пФ, следовательно, задержка срабатывания защиты составляет t =4 100 6,3+t выкл (10%)=5,5 мкс. В случае необходимости это время можно увеличивать, подключая емкость между 16 выводом и общим проводом питания силовой части.

Выводы 17 (вых.2)и 18 (вых.1)

Выводы 17 и 18 являются выходами драйвера. Они предназначены для подключения силовых транзисторов и регулировки времени их включения. По выводу 17 (вых.2) происходит подача положительного потенциала (+18 В) на затвор управляемого модуля, а по выводу 18 (вых.1)- отрицательного потенциала (–5 В). В случае необходимости обеспечения крутых фронтов управления (порядка 1 мкс) и не очень большой мощности нагрузки (два модуля 2MBI 150, включенных параллельно) допустимо прямое соединение этих выходов с управляющими выводами модулей. Если нужно затянуть фронты или ограничить ток управления (в случае большой нагрузки), то модули необходимо подключать к выводам 17 и 18 через ограничивающие резисторы.

В случае превышения напряжения насыщения порогового уровня происходит защитное плавное снижение напряжения на затворе управляющего транзистора. Время снижения напряжения на затворе транзистора до уровня 90%t выкл (90%)=0,5мкс, до уровня 10%t выкл(10%)=3 мкс. Плавное снижение выходного напряжения необходимо для того, чтобы исключить возможность возникновения скачка напряжения.

Выводы 19 (–E пит), 20 (Общ.) и 21 (+E пит)

Выводы 19, 20 и 21 являются выходами питания силовой части драйвера. На эти выводы поступает напряжение с DC/DC-преобразователя драйвера. В случае использования драйверов типа МД215, МД250, МД280 без встроенных DC/DC-конверторов сюда подключаются внешние источники питания: 19 вывод –5 В, 20 вывод - общий, 21 вывод +18 В на ток до 0,2 А.

Расчёт и выбор драйвера

Исходными данными для расчета является входная емкость модуля С вх или эквивалентный заряд Q вх, входное сопротивление модуля R вх, размах напряжения на входе модуля.U =30 В (приводятся в справочной информации по модулю), максимальная рабочая частота, на которой работает модуль f max.

Необходимо найти импульсный ток, протекающий через управляющий вход модуля Imax, максимальную мощность DC/DC-преобразователя P.

На рис.16 приведена эквивалентная схема входа модуля, которая состоит из емкости затвора и ограничивающего резистора.

Если в исходных данных задан заряд Q вх, то необходимо пересчитать его в эквивалентную входную емкость C вх =Q вх /D U.

Реактивная мощность, выделяемая на входной емкости модуля, рассчитывается по формуле Рс =f Q вх D U. Общая мощность DC/DC-преобразователя драйвера Р складывается из мощности, потребляемой выходным каскадом драйвера Рвых, и реактивной мощности, выделяемой на входной емкости модуля Рс: Р =Р вых +Рс.

Рабочая частота и размах напряжения на входе модуля при расчетах взяты максимальными, следовательно, получена максимально возможная при нормальной работе драйвера мощность DC/DC-преобразователя.

Зная сопротивление ограничивающего резистора R, можно найти импульсный ток, протекающий через драйвер: I max =D U/R.

По результатам расчетов можно произвести выбор наиболее оптимального драйвера, необходимого для управления силовым модулем.

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления - драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами - двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection ) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut - UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.

Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ - привычная для разработчиков аббревиатура).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Рис. 2

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Рис. 3

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки - tsc - Short Circuit Withstand Time .

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов для защиты от перегрузок

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер верхнего плеча

Рис. 4. Структура драйвера IR2125

На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 - типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 - CS. Напряжение срабатывания защиты - 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.

Рис. 5. Схема включения IR2125

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В - порогового напряжения компаратора схемы ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.

Рис. 6

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:

Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),

It = (Ion + Ioff)*tw.

где
Ion и Ioff - токи включения и выключения затвора, tw = Qg/Ion - время коммутации, Qg - заряд затвора, f - частота следования импульсов, Vcc - напряжение питания, Vf - прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6), Vls - прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6), Igbs - ток затвора в статическом режиме.

При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.

Драйвер трехфазного моста

На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты - 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Рис. 7. Схема включения IR2130

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt - deadtime ) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.

Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.

Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.

Драйвер нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них - МС33153 приведена на рис. 8.

Рис. 8. Структурная схема MC33153

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления - UVLO осуществляется на уровне 11 В.

Вывод 1 (Current Sense Input ) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов - с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator ) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input - инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output ) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (Short Circuit Comparator ), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (Desaturation Input ) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу - 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

Рис. 9. Защита по напряжению насыщения

Рис. 10. Защита по току

Драйвер с гальванической развязкой

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.

Рис. 11. Структурная схема HCPL316

На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения - на рис. 12.

Рис. 12. Схема подключения HCPL316

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции - до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 - DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.

Вспомогательные схемы

В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки - до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.

В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы - токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ - 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.

Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.

Литература

1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.
2. Application Characterization of IGBTs. INT990.
3. IGBT Characteristics. AN-983.
4. Short Circuit Protection. AN-984.
5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
6. Motorola MC33153 Technical Data.
7. Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.
8. Burr Brown DCP011515 Technical Data.
9. Иванов В. В., Колпаков А. Применение IGBT. Электронные компоненты, 1996, № 1.

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором (транзисторы MOSFET, IGBT), должен соответствовать следующим требованиям:

МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.

Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.

Конденсаторы С D , С С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R G1 и R G2 .

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U C1 =U ПИТ – U VD1 . Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT2, диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t rr =10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra - fast” .

Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.

Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле :

где Q 3 – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I пит ≈ I G c т мощного ключа);

Q 1 – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

V DD – питание логики микросхемы;

V SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V CC ;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).

Резисторы R G 1 , R G 2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD G 1 и VD G 2 , шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R 1 , R 2 имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

Закон управления мощными транзисторами:

Для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;

Для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

Параметры мощного ключа (I к или I стока).

Обычно применяют приближенный подход:

I вых др max =2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;

I вых др max =3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:

Различные защиты мощного ключа;

Защита от понижения напряжения питания драйвера;

С встроенными бутстрепными диодами;

С регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);

Со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);

Синфазные или противофазные;

Питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).

При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD G 1 и VD G 2 , которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R G 1 и R G 2 с помощью диодов (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I др вых m ах вкл и выключения I др вых m ах выкл (например I др вых m ах вкл =2А, I др вых m ах выкл =3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R G 1 и R G 2 .

,
.

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (за счет
, и, соответственно, регулируя ток заряда затворной емкости VT), задержку включения
транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT

где
– время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения, зависящее от величины разрядного тока затвора (соответственно он зависит от суммарного сопротивления в цепи затвора). При шунтирующих затворных диодах (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) ток разряда однозначно определяется сопротивлением
. Поэтому для определения
решают следующую пропорцию

(соответствует) –

(соответствует) –

Если скорректированная величина
будет на порядок больше
, то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое
) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины
можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция

(соответствует) –

(соответствует) –

(Если решение дает значение R G 1 с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера).

Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t выкл < t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Диоды VD G 1 и VD G 2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера.

Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t выкл.

В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись).