Главная › Тарифы › Широкополосные системы связи. Частоты, антенны, широкополосный сигнал

Широкополосные системы связи. Частоты, антенны, широкополосный сигнал

Учебно-методическое пособие “Широкополосные сигналы” составлено в соответствии с программой дисциплиныМетоды обработки сигналовдля студентов, обучающихся в бакалавриате по направлениюИнформационные технологии и системы связи. Пособие состоит из двух частей. Часть первая – основные сведения о широкополосных сигналах, включает краткое изложение теории широкополосных сигналов. Вторая - методические указания по выполнению лабораторной работы.

Основные сведения о широкополосных сигналах

Определение ШПС. Применение ШПС в системах связи

Широкополосными (сложными, шумоподобными) сигналами (ШПС) называют такие сигналы, у которых произведения активной ширины спектра Fна длительностьTмного больше единицы. Это произведение называется базой сигналаB. Для ШПС

B=FT>>1 (1)

Широкополосными сигналы иногда называют сложными в отличие от простых сигналов (например, прямоугольные, треугольные и т.д.)с В=1. Поскольку у сигналов с ограниченной длительностью спектр имеет неограниченную протяженность, то для определения ширины спектра используют различные методы и приемы.

Повышение базы в ШПС достигается путем дополнительной модуляции (или манипуляции) по частоте или фазе на времени длительности сигнала. В результате, спектр сигнала F(при сохранении его длительностиT) существенно расширяется. Дополнительная внутрисигнальная модуляция по амплитуде используется редко.

В системах связи с ШПС ширина спектра излучаемого сигнала Fвсегда много больше ширины спектра информационного сообщения.

ШПС получили применение в широкополосных системах связи (ШПСС), так как:

позволяют в полной мере реализовать преимущества оптимальных методов обработки сигналов;

обеспечивают высокую помехоустойчивость связи;

позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей;

допускают одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот;

позволяют создавать системы связи с повышенной скрытностью;

обеспечивают электромагнитную совместимость (ЭМС) ШПСС с узкополосными системами радиосвязи и радиовещания, системами телевизионного вещания;

обеспечивают лучшее использование спектра частот на ограниченной территории по сравнению с узкополосными системами связи.

Помехоустойчивость ШПСС

Она определяется широко известным соотношением, связывающим отношение сигнал-помеха на выходе приемника q 2 с отношением сигнал-помеха на входе приемника ρ 2:

q 2 = 2Вρ 2 (2)

где ρ 2 = Р с /Р п (Р с, Р п - мощности ШПС и помехи);

q 2 = 2E/ N п, Е - энергия ШПС, N п - спектральная плотность мощности помехи в полосе ШПС. Соответственно Е = Р с Т, a N п = Р п /F;

В - база ШПС.

Отношение сигнал-помеха на выходе q 2 определяет рабочие характеристики приема ШПС, а отношение сигнал-помеха на входе ρ 2 - энергетику сигнала и помехи. Величина q 2 может быть получена согласно требованиям к системе (10...30 дБ) даже если ρ 2 <<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

К ШПС = q 2 /ρ 2 (3)

называют коэффициентом усиления ШПС при обработке или просто усилением обработки. Из (2), (3) следует, что усиление обработки К ШПС = 2В. В ШПСС прием информации характеризуетсяотношением сигнал помеха h 2 = q 2 /2, т.е.

h 2 = Вρ 2 (4)

Соотношения (2), (4) являются фундаментальными в теории систем связи с ШПС. Они получены для помехи в виде белого шума с равномерной спектральной плотностью мощности в пределах полосы частот, ширина которой равна ширине спектра ШПС. Вместе с тем эти соотношения справедливы для широкого круга помех (узкополосных, импульсных, структурных), что и определяет их фундаментальное значение.

Таким образом, одним из основных назначений систем, связи с ШПС является обеспечение надежного приема информации при воздействии мощных помех, когда отношение сигнал-помеха на входе приемника ρ 2 может быть много меньше единицы.Необходимо еще раз отметить, что приведенные соотношения строго справедливы для помехи в виде гауссовского случайного процесса с равномерной спектральной плотностью мощности («белый» шум).

Основные виды ШПС

Известно большое число различных ШПС, свойства которых нашли отражение во многих книгах и журнальных статьях. ШПС подразделяются на следующие виды:

частотно-модулированные (ЧМ) сигналы;

многочастотные (МЧ) сигналы;

фазоманипулированные (ФМ) сигналы (сигналы с кодовой фазовой модуляцией - КФМ сигналы);

дискретные частотные (ДЧ) сигналы (сигналы с кодовой частотной модуляцией - КЧМ сигналы, частотно-манипулированные (ЧМ) сигналы);

дискретные составные частотные (ДСЧ) (составные сигналы с кодовой частотной модуляцией - СKЧM сигналы).

Частотно-модулированные (ЧМ) сигналы являются непрерывными сигналами, частота которых меняется по заданному закону. На рисунке 1а, изображен ЧМ сигнал, частота которого меняется по V -образному закону от f 0 -F/2 до f 0 +F/2, где f 0 - центральная несущая частота сигнала, F - ширина спектра, в свою очередь, равная девиации частоты F= ∆f д. Длительность сигнала равна Т.

На рисунке 1б представлена частотно-временная (f, t) - плоскость, на которой штриховкой приближенно изображено распределение энергии ЧМ сигнала по частоте и по времени.

База ЧМ сигнала по определению (1) равна:

B=FT=∆f д T(5)

Частотно-модулированные сигналы нашли широкое применение в радиолокационных системах, поскольку для конкретного ЧМ сигнала можно создать согласованный фильтр на приборах с поверхностными акустическими волнами (ПАВ). В системах связи необходимо иметь множество сигналов. При этом необходимость быстрой смены сигналов и переключения аппаратуры формирования и обработки приводят к тому, что закон изменения частоты становится дискретным. При этом от ЧМ сигналов переходят к ДЧ сигналам.

Многочастотные (МЧ) сигналы (рисунок 2а) являются суммойN гармоникu(t) ...u N (t), амплитуды и фазы которых определяются в соответствии с законами формирования сигналов. Начастотно-временной плоскости (рисунок 2б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (гармоники) МЧ сигнала на частотеf k . Все элементы (все гармоники) полностью перекрывают выделенный квадрат со сторонамиF иT. База сигналаBравна площади квадрата. Ширина спектра элементаF 0 ≈1/Т. Поэтому база МЧ сигнала

Рисунок 1 - Частотно-модулированный сигнал и частотно-временная плоскость

т. е. совпадает с числом гармоник. МЧ сигналы являются непрерывными и для их формирования и обработки трудно приспособить методы цифровой техники. Кроме этого недостатка, они обладают также и следующими:

а) у них плохой пик-фактор (см. рисунок 2а);

б) для получения большой базы В необходимо иметь большое число частотных каналов N. Поэтому МЧ сигналы в дальнейшем не рассматриваются.

Фазоманипулированные (ФМ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов, фазы которых изменяются по заданному закону. Обычно фаза принимает два значения (0 или π). При этом радиочастотному ФМ сигналу соответствует видео- ФМ сигнал (рисунок 3а), состоящий из положительных и отрицательных импульсов. Если число импульсов N, то длительность одного импульса равна τ 0 = T/N, а ширина его спектра равна приближенно ширине спектра сигнала F 0 = 1/τ 0 =N/Т. На частотно-временной плоскости (рисунок 3б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (импульса) ФМ сигнала. Все элементы перекрывают выделенный квадрат со сторонамиFи Т. База ФМ сигнала

B=FT=F/τ 0 =N, (7)

т.е. B равна числу импульсов в сигнале.

Возможность применения ФМ сигналов в качестве ШПС с базами В = 10 4 ...10 6 ограничена в основном аппаратурой обработки. При использовании согласованных фильтров в виде приборов на ПАВ возможен оптимальный прием ФМ сигналов с максимальными базами Вмах=1000 ... 2000. ФМ сигналы, обрабатываемые такими фильтрами, имеют широкие спектры (порядка 10 ... 20 МГц) и относительно короткие длительности (60 ... 100 мкс). Обработка ФМ сигналов с помощью видеочастотных линий задержки при переносе спектра сигналов в область видеочастот позволяет получать базы В = 100 приF≈1 МГц, Т≈ 100 мкс.

Весьма перспективными являются согласованные фильтры на приборах с зарядовой связью (ПЗС). Согласно опубликованным данным с помощью согласованных фильтров ПЗС можно обрабатывать ФМ сигналы с базами 10 2 ... 10 3 при длительностях сигналов 10 -4 ... 10 -1 с. Цифровой коррелятор на ПЗС способен обрабатывать сигналы до базы 4∙10 4 .

Рисунок 2 - Многочастотный

Рисунок 3 - Фазоманипулированный сигнал и частотно-временная плоскость

Следует отметить, что ФМ сигналы с большими базами целесообразно обрабатывать с помощью корреляторов (на БИС или на ПЗС). При этом, В = 4∙10 4 представляется предельной. Но при использовании корреляторов необходимо в первую очередь решить вопрос об ускоренном вхождении в синхронизм.Так как ФМ сигналы позволяют широко использовать цифровые методы и технику формирования и обработки, и можно реализовать такие сигналы с относительно большими базами, то поэтомy ФМ сигналы являются одним из перспективных видов ШПС.

Дискретные частотные (ДЧ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов (рисунок 4а), несущие частоты которых изменяются по заданному закону. Пусть число импульсов в ДЧ сигнале равно М, длительность импульса равна Т 0 =Т/М, его ширина спектра F 0 =1/Т 0 =М/Т. Над каждым импульсом (рисунок 4а) указана его несущая частота. На частотно-временной плоскости (рисунок 4б) штриховкой выделены квадраты, в которых распределена энергия импульсов ДЧ сигнала.

Как видно из рисунка 4б, энергия ДЧ сигнала распределена неравномерно на частотно-временной плоскости.База ДЧ сигналов

B=FT =МF 0 МТ 0 =М 2 F 0 Т 0 = М 2 (8)

поскольку база импульса F 0 T 0 = l. Из (8) следует основное достоинство ДЧ сигналов: для получения необходимой базы В число каналов M =
, т. е. значительно меньше, чем для МЧ сигналов. Именно это обстоятельство и обусловило внимание к таким сигналам и их применение в системах связи. Вместе с тем для больших баз В = 10 4 ... 10 6 использовать только ДЧ сигналы нецелесообразно, так как число частотных каналов М = 10 2 ... 10 3 , что представляется чрезмерно большим.

Дискретные составные частотные (ДСЧ) сигналы являются ДЧ сигналами, у которых каждый импульс заменен шумоподобным сигналом. На рисунке 5а изображен видеочастотный ФМ сигнал, отдельные части которого передаются на различных несущих частотах. Номера частот указаны над ФМ сигналом. На рисунке 5б изображена частотно-временная плоскость, на которой штриховкой выделено распределение энергии ДСЧ сигнала. Рисунок 5б по структуре не отличается от рисунка 4б, но для рисунка 5б площадь F 0 T 0 = N 0 -равна числу импульсов ФМ сигнала в одном частотном элементе ДСЧ сигнала. База ДСЧ сигнала

B=FT =М 2 F 0 Т 0 =N 0 М 2 (9)

Число импульсов полного ФМ сигнала N=N 0 М

Рисунок 4 - Дискретный частотный сигнал и частотно-временная плоскость

Изображенный на рисунке 5 ДСЧ сигнал содержит в качестве элементов ФМ сигналы. Поэтому такой сигнал сокращенно будем называть ДСЧ-ФМ сигнал. В качестве элементов ДСЧ сигнала можно взять ДЧ сигналы. Если база элемента ДЧ сигнала B=F 0 T 0 = М 0 2 то база всего сигналаB= М 0 2 М 2

Рисунок 5 - Дискретный составной частотный сигнал с фазовой манипуляцией ДСЧ-ФМ и частотно-временная плоскость.

Такой сигнал можно сокращенно обозначать ДСЧ-ЧМ. Число частотных каналов в ДСЧ-ЧМ сигнале равно М 0 М. Если ДЧ сигнал (см. рисунок 4), и ДСЧ-ЧМ сигнал имеют равные базы, то они имеют и одинаковое число частотных каналов. Поэтому особых преимуществ ДСЧ-ЧМ сигнал перед ДЧ сигналом не имеет. Но принципы построения ДСЧ-ЧМ сигнала могут оказаться полезными при построении больших систем ДЧ сигналов. Таким образом, наиболее перспективными ШПС для систем связи являются ФМ, ДЧ, ДСЧ-ФМ сигналы.

Принципы оптимальной фильтрации. Оптимальный фильтр ШПС

Прием и обработка сигналов различными радиотехническими устройствами, как правило, производится на фоне более или менее интенсивных помех.Выбор системы устройства зависит от того, какую из нижеперечисленных задач приходится при этом решать:

1 . Обнаружение сигнала, когда требуется только дать ответ, имеется ли в принятом колебании полезный сигнал или оно образовано только шумом.

2. Оценка параметров, когда требуется с наибольшей точностью определить значение одного или нескольких параметров полезного сигнала (амплитуду, частоту, временное положение и т.д.). Для теории радиотехнических цепей и сигналов наибольший интерес представляет изучение возможностей ослабления вредного действия помехи при заданном сигнале и заданной помехе путем правильного выбора передаточной функции приемника. Поэтому в дальнейшем будут определяться характеристики приемников, оптимально согласованных с сигналом и помехой.В зависимости от того, какая из перечисленных выше задач решается, критерии оптимальности фильтра данному сигналу при наличии помех с заданными статистическими характеристиками могут быть разными. Для задачи обнаружения сигнала в шумах наибольшее распространение получил критерий максимума отношения сигнал/шум на выходе фильтра.

Требования к фильтру, максимизирующему отношение сигнал-шум формулируются следующим образом. На вход линейного четырехполюсника с постоянными параметрами и передаточной функцией
подается аддитивная смесь сигнала S(t) и шума n(t) ( рисунок 6) .

Рисунок 6

Сигнал полностью известен, это значит что заданы его форма и положение на оси времени. Шум представляет собой вероятностный процесс с заданными статистическими характеристиками. Требуется синтезировать фильтр, обеспечивающий получение на выходе наибольшего возможного отношения пикового значения сигнала к среднеквадратичному значению шума, иными словами определить передаточную функцию
. При этом не ставится условие сохранения формы сигнала на выходе фильтра, так как для обнаружения его в шумах форма значения не имеет.

Приведем результаты решения задачи для "стандартной" помехи типа белый шум. Напомним, что белый шум представляет собой случайный процесс с равномерным распределением энергии по спектру частот, т.е.W(ω) = W 0 = const , причем 0<ω<∞,где W(ω) =мощность сигнала/полоса частот есть средняя мощность, приходящаяся на 1 Гц при заданной частоте ω, и называется спектральной плотностью мощности процесса. Найдено, что в случае белого шума

Здесь А - произвольный постоянный коэффициент,
- функция комплексно - сопряженная со спектральной функцией сигнала
.

Из соотношения (10) вытекают два условия для фазочастотной (ФЧХ) и амплитудно - частотной (АЧХ) характеристик согласованного фильтра:

1) K(ω)=AS(ω) (11)

т.е. модуль передаточной функции с точностью до постоянного коэффициента А совпадает с амплитудным спектром сигнала и

2) φ k = -[φ s (ω)+ωt 0 ] (12)

φ s (ω) - фазовый спектр сигнала.

Физический смысл полученных выражений для АЧХ (11) И ФЧХ (12) оптимального фильтра ясен из следующих соображений. При выполнении соотношения (11) энергия шума, занимающего бесконечную полосу частот на входе фильтра, ослабляется на выходе значительно сильнее энергии сигнала, имеющего такую же ширину спектра, как и полоса пропускания приемника.

Первое слагаемое в выражении для ФЧХ - φ s (ω) компенсирует фазовую характеристику входного сигнала φ s (ω), в результате прохождения через фильтр в момент t 0 все гармоники сигнала складываются в фазе, образуя пик выходного сигнала. В то же время это приводит к изменению формы сигнала на выходе фильтра. Второе слагаемое ωt 0 означает задержку всех компонент сигнала на одно и то жевремя t 0 >T c , где Т с - длительность сигнала. Физически это означает, что для полного использования энергии входного сигнала задержка отклика фильтра должна быть не менее длительности сигнала.

Использование выражения (10) сводит задачу синтеза согласованного фильтра к задаче построения электрической цепи по известному коэффициенту передачи
.

Другой путь - определение импульсной характеристики цепи, а затем конструирование четырехполюсника с такой характеристикой.

По определению, импульсная характеристика цепи g(t) - это сигнал на ее выходе в ответ на воздействие в виде δ - функции, т.е. имеющее равномерную спектральную плотность для всех частот. В этом случае спектральная плотность сигнала на выходе
и вид сигнала на выходе, согласно преобразованию Фурье и учитывая соотношение (10),

Импульсная характеристика оптимального фильтра, т.е. реакция на δ импульс, является, таким образом, зеркальным отображением того сигнала, с которым этот фильтр согласован. Ось симметрии проходит через точку t 0 /2 на оси абсцисс (рисунок 7).

Рисунок 7

Форму выходного сигнала оптимального фильтра можно определить, используя общее соотношение

(14)

По определению сигнал на выходе оптимального фильтра,

где B s (t-t 0) - автокорреляционная функция сигнала (АКФ).

Итак, сигнал на выходе согласованного фильтра с точностью до постоянного коэффициента А совпадает с автокорреляционной функцией входного сигнала. Отношение сигнал-шум на выходе является главной мерой эффективности оптимального фильтра(ОФ). Приведем лишь результат вычислений, согласно которым

,
(16)

где
- среднеквадратичное значение шума на выходе фильтра,пиковое значение сигнала на выходе;

Е - энергия сигнала на входе фильтра;

W 0 -спектральная плотность мощности белого шума.

Выражение (16), позволяющее определить эффективность согласованного фильтра, показывает, что при белом шуме отношение сигнал/шум на его выходе зависит только от энергии сигнала и энергетического спектра шумаW 0. В случаеШПС:
(17)

E=NE 0 энергия сигнала, Е 0 – энергия элементарной посылки,N– число посылок в сигнале, ρ - отношение сигнал / шум на входе ОФ.

Из выражений (15,17) следует: во-первых, ОФ увеличивает отношение сигнал - шум по мощности на выходе в Nраз, во-вторых, одна из возможных реализаций оптимального фильтра - коррелятор или программа, вычисляющая АКФ сигнала.

Фазоманипулированные сигналы

В качестве внутрисигнальной модуляции часто используют фазовую манипуляцию.Фазоманипулированные (ФМ) сигналы представляют собой последовательность радиоимпульсов равной амплитуды, начальные фазы которых изменяются по заданному закону. В большинстве случаев ФМ сигнал состоит из радиоимпульсов с двумя значениями начальных фаз: 0 и.

На рисунке 8а приведен пример ФМ сигнала, состоящего из 7 радиоимпульсов. На рисунке 8б представлена огибающая (в общем случае комплексная) этого же сигнала. В рассматриваемом примере огибающая представляет собой последовательность положительных и отрицательных единичных видеоимпульсов прямоугольной формы. Такое предположение о прямоугольности импульсов, образующих ФМ сигнал, справедливо для теоретических исследований. Однако при формировании ФМ сигналов и их передаче по каналам связи с ограниченной полосой пропускания импульсы искажаются, и ФМ сигнал перестает быть таким идеальным как на рисунке 8а. Огибающая полностью характеризует ФМ сигнал. Поэтому в работе исследуется свойства именно огибающей ФМ сигнала.

Прямоугольный импульс u(t)cединичной амплитудой и длительностью 0 , составляющей основу ФМ, записывается какu(t) = 1 при 0t 0 .

Огибающую, состоящую из Nединичных видеоимпульсов можно представить в виде:

где амплитуда a n принимает значения +1 или –1. Общая длительность ФМ сигналаT=N 0 . Последовательность символов (амплитуд импульсов)A= (a 1 ,a 2 …a n …a N) называется кодовой последовательностью. Возможны следующие равнозначные обозначения кодовых последовательностей:

A=(111-1-11-1) = (1110010) =(+ + + - - + -), здесьN= 7.

Рисунок 8 - ФМ сигнал, его комплексная огибающая

Спектр ФМ сигналов

Спектральные свойства ФМ сигналов определяются спектрами импульсаu(t) и кодовой последовательностиA. Спектр прямоугольного видеоимпульсаS():

S() = 0 exp(-i 0 /2)

Спектр прямоугольного сигнала состоит из трех сомножителей. Первый - равный τ 0 есть площадь импульса 1τ 0 . Второй множительsin( 0 /2)/( 0 /2) в виде функции отсчетаsin(x)/xхарактеризует распределение спектра по частоте. Третий множитель является следствием смещения центра импульса относительно начала координат на половину длительности импульса 0 /2.

Спектр ФМ сигнала G(), точнее спектр огибающей, с учетом теоремы о сдвиге, имеет следующий вид:

G() = S()  a n exp [-i(n-1) 0 ]

Сумма в правой части является спектром кодовой последовательности Aи обозначается в дальнейшемH(). Итак,

u(t)  S(), A  H(), U(t)  G(),

G() =S()H().

Представление спектра ФМ сигнала в виде произведения удобно тем, что можно сначала отдельно найти спектры S() и H(), а затем, перемножив их, получить спектр ФМ сигнала. Свойства спектра прямоугольного импульса хорошо известны: он имеет лепестковую структуру с нулями в точках/, 2/и т.д. Амплитудный спектр кодовой последовательности, в среднем, приближается к спектру белого шума и отличается значительными флуктуациями вокруг среднего, равного

<H()> =

Для фазового спектра кодовой последовательности также характерна значительная изрезанность.

Автокорреляционная функция (АКФ)

АКФ ФМ сигналов имеет вид типичный для всех типов ШПС. Нормированная АКФ состоит из центрального (основного) типа с амплитудой 1, размещенного на интервале (-,) и боковых (фоновых) максимумов, распределенных на интервале (-,) и (,).

Амплитуды боковых типов принимают различные значения, но у сигналов с “хорошей” корреляцией они малы, т.е. существенно меньше амплитуды центрального пика. Отношение амплитуды центрального пика (в данном случае 1) к максимальной амплитуде боковых максимумов называют коэффициентом подавления К. Для произвольных ШПС с базой В

К 1/

Для ФМ ШПС К1
. Пример АКФ ШПС дан на рисунке 9. Величина К существенно зависит от вида кодовой последовательности А. При правильном выборе закона формирования А можно добиться максимального подавления, а в ряде случаев – равенства амплитуд всех боковых максимумов.

Сигналы Баркера

Кодовая последовательность сигнала Баркера состоит из символов 1 и характеризуется нормированной АКФ вида:

(18)

Псевдослучайный сигнал

(ПСП)

Т – период ШПС

Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется цифровая последовательность.

Основной характеристикой широкополосного сигнала является:

его база – "В" , определяемая произведением: ширины спектра сигнала – "F" и периода – "T": B = F х T

В результате перемножения псевдослучайного сигнала с информационным сигналом энергия (мощность) последнего распределяется в широкой полосе частот, т. е. спектр информационного сигнала расширяется .
Метод широкополосной передачи был открыт Д.В. Агеевым (СССР) – в 1935г и получил развитие в 1947-1948гг., благодаря трудам К. Е. Шеннона (США). Оба ученых ввели понятие пропускной способности канала и установили связь между возможностью осуществления безошибочной передачи информации по каналу с заданным отношением сигнал/шум и полосой частот, отведенной для передачи информации.

Для любого заданного отношения сигнал/шум малая частота ошибок при передаче достигается при увеличении полосы частот, отводимой для передачи информации. Информация может быть введена в канал несколькими способами.

Наиболее известный способ заключается в наложении информации на широкополосную модулирующую кодовую последовательность (перед модуляцией несущей) для получения широкополосного сигнала - ШПС . Узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность - ПСП с периодом – "Т" , состоящую из "N" бит длительностью "t" - каждый. В этом случае база – "В"ШПСчисленно равна количеству битов ПСП . Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется битовая последовательность.

Сущность широкополосной связи - расширение полосы частот полезного сигнала, передаче ШПС и выделении из него полезного сигнала путем преобразования спектра принятого ШПС в первоначальный спектр.

Для стандарта 1S-95 функция отношения ширины полос широкополосного и базового сигналов составляет 128 раз, или 21,0дБ.

Это позволяет системе работать при уровне интерференционных помех, превышающих уровень полезного сигнала на 18,0дБ, так как обработка сигнала на выходе приемника требует превышения уровня сигнала над уровнем помех всего на 3,0дБ.

В реальных условиях уровень помех значительно меньше. Расширение спектра сигнала до 1,25мГц можно рассматривать как применение методов частотного разнесения приема. Сигнал при распространении в радио эфире подвергается замираниям вследствие многолучевого характера распространения. В системе CDMA подавляется лишь около 25% спектра сигнала, что не вызывает особых затруднений при восстановлении сигнала в приемнике.

В стандарте CDMA для кодового разделения каналов используются ортогональные коды Уолша. Коды Уолша формируются из строк матрицы Уолша :

Особенность этой матрицы состоит в том, что каждая ее строка ортогональна любой другой или строке, полученной с помощью операции логического отрицания. В стандарте IS-95 используется матрица 64-го порядка.

Для выделения сигнала на выходе приемника применяется цифровой фильтр.

При ортогональных сигналах фильтр можно настроить таким образом, что на его выходе всегда будет логический "0", за исключением случаев, когда принимается сигнал, на который он настроен .

Кодирование "по Уолшу" применяется в прямом канале (от BTS к MS) для разделения речевых сигналов пользователей. Перемножение принятого сигнала и сигнала такого же источника псевдослучайного шума - ПСШ, который использовался в передатчике, сжимает спектр полезного сигнала и одновременно расширяет спектр фонового шума и других источников помех.
В приемнике с помощью идентичного кода сигнал когерентно демодулируется, в результате этого восстанавливается исходный информационный сигнал.

В то же время сигналы остальных MS, поступающие в данный приемник, продолжают оставаться расширенными и воспринимаются им как "белый шум" - наиболее "слабая" помеха, меньше всего мешающая нормальной работе приемника. При этом обеспечивается высокая степень защиты от активных и пассивных помех, что позволяет системе работать при низких значениях отношения сигнал/шум со значительно меньшей мощностью передаваемого сигнала.
Использование в реальных условиях (особенно вблизи BTS) уровней излучаемой мощности в 100 - 1000 раз меньше, чем в других системах ССС, снижает их влияние на организм пользователя и увеличивает срок службы MS без зарядки аккумулятора. Выходная мощность MS, работающих в сетях сотовой связи CDMA, составляет всего 2,0мВт - значительно меньше, чем средняя выходная мощность 125,0мВт MS в сетях GSM.

В системах, использующих стандарт IS-95, все MS могут работать одновременно в одной полосе частот. Согласованные фильтры приемников BTS практически оптимальны в условиях взаимной интерференции между MS одной соты и чувствительны к эффекту "ближний - дальний" (far-near problem).

Для максимизации абонентской емкости системы необходимо, чтобы все MS излучали сигнал такой мощности, которая обеспечила бы одинаковый уровень принимаемых BTS сигналов. Чем точнее управление мощностью, тем больше абонентская емкость системы.

В технических решениях CDMA компании Qualcomm Inc. расширение спектра обеспечивается за счет модуляции сигнала псевдослучайной последовательностью с тактовой частотой 1,23мГц. Более точно эта частота 1,2288мГц = 9,6 х 128 .

При частоте информационной битовой последовательности 9,6 кбит/с длительность одного бита соответствует 128 тактов псевдослучайной модулирующей последовательности. Полоса частот одного канала с расширенным спектром по уровню 3,0дБ составляет 1,25Гц. Цифровой фильтр формирует частотный спектр, близкий к прямоугольной форме. Различение сигналов разных BTS обеспечивается тем, что все BTS используют одну и ту же пару коротких ПСП, но со сдвигом на 64 такта между BTS, т.е. всего в сети 511 кодов. При этом все физические каналы одной BTS имеют одну и ту же фазу последовательности.

В приемо-передающей станции - BTS четыре типа каналов : пилотный канал (PI), канал синхронизации (SYNC), вызывной канал (РСН) и канал трафика (ТСН). Сигналы разных каналов взаимно ортогональны, что гарантирует отсутствие взаимных помех между ними в одной BTS.

Широкополосные сигналы (сигналы с рассеянным спектром), используемые для передачи цифровой информации, отличаются тем, что их полоса частот намного больше, чем информационная скорость бит/с. Это значит, что показатель расширения спектра для широкополосных сигналов намного больше единицы. Большая избыточность, свойственная широкополосным сигналам, требуется для преодоления высоких уровней интерференции, возникающая при передаче цифровой информации по некоторым радио- и спутниковым каналам. Поскольку кодированный сигнал также характеризуется показателем расширения спектра большим единицы и кодирование является эффективным методом введения избыточности, следует, что кодирование - важный элемент при синтезе широкополосных сигналов.

Второй важный элемент, используемый при синтезе широкополосных сигналов – это псевдослучайность, которая делает сигналы похожими на случайный шум и трудными для демодуляции «чужими» приемниками. Этот фактор тесно связан с применением таких сигналов.

Для корректности укажем, что широкополосные сигналы используются для:

· борьбы или подавления вредного влияния мешающих сигналов (jamming), интерференции, возникающей от других пользователей канала, и собственной интерференции, обусловленной распространением сигналов,

· обеспечения скрытности сигнала путем его передачи с малой мощностью, что затрудняет его детектирование не предназначенными слушателями в присутствии основного шума,

· достижения защиты сообщения от других слушателей.

Кроме связи, широкополосные сигналы используются для получения точных дальностей (задержек сигнала во времени) и перемещений при измерениях в радиолокации и навигации.

Ради краткости мы ограничим наше обсуждение приложением широкополосных сигналов к цифровым системам связи.

Для борьбы с преднамеренной помехой (мешающими сигналами) для вступающих в связь важно, что источник мешающего сигнала, который пытается разрушить связь, не имеет априорной информации о характеристиках сигнала, исключая значения общей полосы частот и типа модуляции (ФМ, ЧМ и т. д.), которые используются. Если цифровая информация закодирована, как описано в главе 8, изощренный постановщик помех (jammer) может с легкостью имитировать полезный сигнал, излученный передатчиком, и, таким образом, сильно навредить получателю. Чтобы это устранить, передатчик вводит элемент случайности (псевдослучайности) в каждом из передаваемых цифровых сигналов, который известен получателю, но неизвестен постановщику помех. Как следствие, источник мешающего сигнала вынужден синтезировать и передавать свой сигнал без знания псевдослучайного образца.

Интерференция от других пользователей возникает в системах связи со множественным доступом, в которых определенное число пользователей владеют совместно общей полосой частот. Эти пользователи могут передавать информацию одновременно в общей полосе к соответствующим получателям. Предполагая, что все из этих пользователей используют один и тот же код для кодирования соответствующих информационных последовательностей, передаваемые сигналы в этой общей полосе можно отличить друг от друга при использовании для каждого переданного сигнала различного псевдослучайного образца, также называемых кодом или адресом. Таким образом, частный получатель может восстановить передаваемую информацию, если знает свой псевдослучайный образец, т.е. ключ, используемый соответствующим передатчиком. Этот тип техники связи, который позволяет многим пользователям совместно использовать общий канал для передачи информации, называется кодовым разделением при множественном доступе (МДКР или CDMA – CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS). CDMA будет рассматриваться в разделах 13.2 и 13.3.

Возникающие многолучевые компоненты при распространении волн в диспергирующем канале с рассеянием можно рассматривать как вид собственной интерференции. Этот вид интерференции также можно подавить введением псевдослучайного образца в переданном сигнале, как будет описано ниже.

Сообщение может быть «спрятано» в основном шуме путем его рассеяния по полосе частот кодированием и передачей результирующего сигнала низким уровнем. Говорят, что из-за своего низкого уровня мощности переданный сигнал является «закрытым». Имеется малая вероятность перехватить такой сигнал (детектировать его случайным слушателем, поэтому его также называют сигналом с низкой вероятностью перехвата (НВП – LPI).

Наконец, закрытость сообщения можно получить путем введения псевдослучайного образца в передаваемом сообщении. Сообщение может детектировать получатель, который знает псевдослучайный образец или ключ, используемый при передаче, но не могут детектировать другие получатели, которые не знают ключ.

В следующих разделах мы опишем различные типы широкополосных сигналов, их характеристики и применение. Акцент будет сделан на использование широкополосных сигналов для радиопротиводействия (РП или глушения) или антирадиопротиводействия (АРП), для CDMA и для НВП. Вкратце опишем виды канальных характеристик, предполагаемых для применений, названных выше.

Для пояснения дальнейшего изложения мы сделаем здесь техническое отступление об особенностях различных диапазонов частот и о связанных с ними принципах построения радиосетей.

Современные средства радиосвязи работают на частотах в сотни мегагерц, в тысячи мегагерц (т.е. гигагерцы) и даже в десятки гигагерц. Радиоспектр разделен на участки, отведенные самым различным применениям; радиосвязь только одно из них. Распределение спектра в международном масштабе регламентируется соответствующим международным комитетом, в который входит и Россия. В России оно регулируется межведомственным Государственным Комитетом по Радиочастотам (ГКРЧ). Мы вернемся к этому позднее.

Каждый участок радиоспектра нарезан на каналы одинаковой "ширины" (например, по 25 килогерц для сотовой телефонии). Максимальная скорость передачи данных в данном канале зависит только от ширины канала, а не от участка спектра, в котором он находится. Понятно, что в диапазоне частот, скажем, от 8 гигагерц до 9 гигагерц уложится в 10 раз больше каналов определенной ширины, чем в диапазоне от 800 мегагерц до 900 мегагерц. Таким образом, чем выше частоты, тем больше общая "емкость" диапазона в смысле возможности одновременных передач: если представить себе 800-мегагерцевый диапазон как тысячежильный кабель, то 8-гигагерцевый диапазон будет уже десятитысячежильным кабелем.

Прямая видимость и принцип сотовой сети

Можно было бы предположить, что колоссальная емкость сверхвысокочастотной (СВЧ) части радиоспектра может решить все проблемы радиосвязи. Это почти так, но есть одна чисто физическая особенность радиоволн: чем выше частота волны (т.е. чем короче ее длина), тем меньших размеров препятствия она способна огибать. Поэтому, скажем, мобильная сотовая связь может работать на частотах не выше 2 гигагерц: на более высоких частотах связь уже строго ограничена прямой видимостью (почти как для светового луча), так что связь с мобильным телефоном будет прерываться как свет от фонаря, когда идешь перед частоколом.

На частотах же ниже 2 ГГц требование прямой видимости не так строго: радиоволна может огибать даже здания - но не толщу земли, т.е. не может "уйти за горизонт". Ограниченность радиуса действия передатчика видимым с высоты его антенны горизонтом дает возможность организовать сотовую сеть , т.е. такую сеть, в которой одни и те же частотные каналы могут использоваться многократно в несмежных территориальных участках ("ячейках сот").

Замечание 1: Когда говорят о "сотовом телефоне" или "сотовой сети", то обычно подразумевают мобильную сотовую телефонную сеть . Такие сети обычно развертываются в соответствии с признанными международными стандартами; они занимают часть диапазонов в районе частот 450 МГц, 800 МГц и 900 МГц, а последний по времени стандарт предлагает частоту в районе 1800 МГц (т.е. 1,8 ГГц). Сотовая мобильная телефония представляет собой отдельный специфическим образом регулируемый вид телекоммуникационной деятельности, и мы его здесь больше касаться не будем. Сам же сотовый принцип построения сети не имеет прямого отношения к мобильности - это просто способ многократного использования одних и тех же частот даже в пределах ограниченной территории.

Замечание 2: Картина будет неполной без упоминания спутниковой связи . Все рассуждения о емкости различных диапазонов частот остаются в силе и тут, только почти отпадает понятие "горизонта", поскольку даже спутник, висящий над экватором на подходящей долготе (не в противоположном полушарии), виден из полярных областей. Понятно, что даже узконаправленная антенна на спутнике дает на земной поверхности "пятно" размерами в сотни или тысячи километров. Поэтому по сравнению с наземными радиосетями спутники используют эфир очень неэкономно, не имея возможности многократного использования одних и тех же частот, как это делается в сотовых сетях. Спутниковая связь - тоже отдельный предмет для рассмотрения, и мы ею здесь заниматься не будем. Надо только иметь в виду, что весьма значительная часть частотного спектра занята существующей спутниковой связью или зарезервирована под будущую .

Направленность антенн

В сетях радиопередач используются как узконаправленные антенны, так и антенны с более широким сектором охвата, вплоть до всенаправленных (круговых). Для соединения типа точка-точка используются две нацеленные друг на друга (узко)направленные антенны; так строятся, например, радиорелейные линии передач , в которых расстояние между соседними релейными вышками может исчисляться десятками километров. Узконаправленная антенна фокусирует радиолуч, увеличивая плотность его энергии; таким образом передатчик данной мощности "простреливает" на большее расстояние.

Другой тип связи получится при использовании только всенаправленных антенн. В этом случае будет достигнута возможность соединения каждого с каждым . Такую топологию имеют обычно небольшие учрежденческие сети, развернутые на ограниченной территории.

Наконец, если в центре "ячейки" поместить базовую станцию со всенаправленной антенной и снабдить всех обслуживаемых ею абонентов сфокусированными на нее направленными антеннами, то получим топологию точка-много точек . Если еще соединить между собой базовые станции в некоторой иерархии (либо радиорелейными линиями или просто радио-соединениями по типу "точка-точка", либо кабельными каналами), то получим уже целую сотовую сеть. В данном случае это будет фиксированная сотовая сеть, так как мобильный абонент не может иметь направленную антенну.

Замечание: Мобильная сотовая сеть строится по тому же принципу, но с использованием ненаправленных антенн также и у мобильных абонентов, которые не мешают при этом друг другу как потому, что говорят всегда на разных каналах (или чередуясь на одном и том же канале), так и потому, что сигнал от мобильного аппарата гораздо слабее сигнала от базовой станции и может быть правильно принят только базовой станцией, но не другим мобильным аппаратом.

Технология широкополосного сигнала (ШПС)

Для того, чтобы послать радиосигнал большой мощности в СВЧ-диапазоне, нужен дорогостоящий передатчик с усилителем и дорогостоящая антенна большого диаметра. Для того, чтобы принять без помех сигнал малой мощности, также нужна дорогая большая антенна и дорогой приемник с усилителем.

Так обстоит дело при использовании обычного "узкополосного" радиосигнала, когда передача происходит на одной определенной частоте, а точнее, в узкой полосе радио-спектра, окружающей эту частоту (частотном канале). Картину усложняют еще и различные взаимные помехи между узкополосными сигналами большой мощности, передаваемыми близко друг от друга или на близких частотах. В частности, узкополосный сигнал может быть просто заглушен (случайно или намеренно) передатчиком достаточной мощности, настроившимся на ту же частоту.

Именно эта незащищенность от помех обычного радиосигнала вызвала к жизни разработку, сначала для военных применений, совершенно иного принципа радиопередачи, называемого технологией широкополосного сигнала , или шумоподобного сигнала (обоим вариантам термина соответствует аббревиатура ШПС ). После многих лет успешного оборонного использования эта технология нашла и гражданское применение, и именно в этом качестве она будет здесь обсуждаться.

Обнаружилось, что кроме своих характеристических свойств (собственная помехозащищенность и низкий уровень создаваемых помех), данная технология оказалась относительно дешевой при массовом производстве . Экономичность происходит за счет того, что вся сложность широкополосной технологии запрограммирована в нескольких микроэлектронных компонентах ("чипах"), а стоимость микроэлектроники при массовом производстве очень мала. Что же касается остальных компонентов широкополосных устройств - СВЧ-электроники, антенн - то они дешевле и проще, чем в обычном "узкополосном" случае, за счет чрезвычайно малой мощности используемых радиосигналов.

Идея ШПС состоит в том, что для передачи информации используется значительно более широкая полоса частот , чем это требуется при обычной (в узком частотном канале) передаче. Разработано два принципиально различающихся между собой метода использования такой широкой полосы частот - метод прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum - DSSS) и метод частотных скачков (Frequency Hopping Spread Spectrum - FHSS). Оба эти метода предусматриваются и стандартом 802.11 (Radio-Ethernet).

Метод прямой последовательности (DSSS)

Не забираясь в технические детали, метод прямой последовательности (DSSS) можно представить себе следующим образом. Вся используемая "широкая" полоса частот делится на некоторое число подканалов - по стандарту 802.11 этих каналов 11, и мы так и будем считать в дальнейшем описании. Каждый передаваемый бит информации превращается, по заранее зафиксированному алгоритму, в последовательность из 11 бит, и эти 11 бит передаются одновременно и параллельно, используя все 11 подканалов. При приеме, полученная последовательность бит декодируется с использованием того же алгоритма, что и при ее кодировке. Другая пара приемник-передатчик может использовать другой алгоритм кодировки-декодировки, и таких различных алгоритмов может быть очень много.

Первый очевидный результат применения этого метода - защита передаваемой информации от подслушивания ("чужой" DSSS-приемник использует другой алгоритм и не сможет декодировать информацию не от своего передатчика). Но более важным оказалось другое свойство описываемого метода. Оно заключается в том, что благодаря 11-кратной избыточности передачи можно обойтись сигналом очень маленькой мощности (по сравнению с уровнем мощности сигнала при использовании обычной узкополосной технологии), не увеличивая при этом размеров антенн .

При этом сильно уменьшается отношение уровня передаваемого сигнала к уровню шума , (т.е. случайных или преднамеренных помех), так что передаваемый сигнал уже как бы неразличим в общем шуме. Но благодаря его 11-кратной избыточности принимающее устройство все же сумеет его распознать. Это как если бы нам написали 11 раз одно и то же слово, и некоторые экземпляры оказались бы написаны неразборчивым почерком, другие полустерты или на обгоревшем клочке бумаги - но все равно в большинстве случаев мы сумеем определить, что это за слово, сравнив все 11 экземпляров.

Еще одно чрезвычайно полезное свойство DSSS-устройств заключается в том, что благодаря очень низкому уровню мощности своего сигнала они практически не создают помех обычным радиоустройствам (узкополосным большой мощности), так как эти последние принимают широкополосный сигнал за шум в пределах допустимого. В другую же сторону - обычные устройства не мешают широкополосным, так как их сигналы большой мощности "шумят" каждый только в своем узком канале и не могут заглушить широкополосный сигнал весь целиком. Это как если бы тонким карандашом, но крупно написанная буква была бы заштрихована жирным фломастером - если штрихи легли не подряд, мы сможем прочесть букву.

В результате можно сказать, что использование широкополосных технологий дает возможность использовать один и тот же участок радиоспектра дважды - обычными узкополосными устройствами и "поверх них" - широкополосными.

Суммируя, мы можем выделить следующие свойства ШПС-технологии, по крайней мере для метода прямой последовательности:

- Помехозащищенность.

- Не создаются помехи другим устройствам.

- Конфиденциальность передач.

- Экономичность при массовом производстве.

- Возможность повторного использования одного и того же участка спектра.

Метод частотных скачков (FHSS)

При кодировке по методу частотных скачков (FHSS) вся отведенная для передач полоса частот подразделяется на некоторое количество подканалов (по стандарту 802.11 этих каналов 79). Каждый передатчик в каждый данный момент использует только один из этих подканалов, регулярно перескакивая с одного подканала на другой. Стандарт 802.11 не фиксирует частоту таких скачков - она может задаваться по-разному в каждой стране. Эти скачки происходят синхронно на передатчике и приемнике в заранее зафиксированной псевдослучайной последовательности, известной обоим; ясно, что не зная последовательности переключений, принять передачу также нельзя.

Другая пара передатчик-приемник будет использовать и другую последовательность переключений частот, заданную независимо от первой. В одной полосе частот и на одной территории прямой видимости (в одной "ячейке") таких последовательностей может быть много. Ясно, что при возрастании числа одновременных передач возрастает и вероятность коллизий, когда, например, два передатчика одновременно перескочили на частоту №45, каждый в соответствии со своей последовательностью, и заглушили друг друга.

Метод частотных скачков, так же как и описанный выше метод прямой последовательности, обеспечивает конфиденциальность и некоторую помехозащищенность передач. Помехозащищенность обеспечивается тем, что если на каком-нибудь из 79 подканалов передаваемый пакет не смог быть принят, то приемник сообщает об этом, и передача этого пакета повторяется на одном из следующих (в последовательности скачков) подканалов.

Узкополосные и широкополосные сигналы

1.Узкополосный сигнал

Сигнал называется узкополосным (УПС), если ширина его спектра значительно меньше средней частоты (рис.1.1):

Рис. 1.1

Типичными представителями УПС являются модулированные радиосигналы. К УПС можно также отнести несколько радиосигналов со своими несущими, занимающие вместе достаточно узкую полосу частот.

В первом приближении для анализа прохождения УПС через радиоэлектронные цепи такой сигнал можно представить гармоническим на средней частоте. Более лучшее приближение дает представление УПС в виде квазигармонического колебания, у которого медленно (по сравнению с ) меняются мгновенные амплитуда и частота. В этом случае полагается, что за достаточно короткое время (меньшее, чем изменения амплитуды и частоты), сигнал можно считать гармоническим.

В общем случае УПС можно представить в виде

где и -медленно меняющиеся функции времени.

Для классических АМ и ЧМ колебаний средняя частота совпадает с несущей частотой сигнала. Для однозначного и наиболее оптимального выбора применяется аппарат преобразования Гильберта, согласно которому для заданного УПС находится сопряженная функция ,определяемая как

при этом

Огибающая, определённая таким образом, совпадает с сигналом в моменты времени, где ,т.е. имеют общие касательные, причем в точках касания функция близка к максимумам (Рис.1.2):

Рис. 1.2

Для сигнала вида сопряженная по Гильберту функция равна а для .

Исходя из этих соотношений для гармонического сигнала огибающая и частота равны соответственно:

как и следовало ожидать. Если же выбрать произвольным образом среднюю частоту, то даже для гармонического сигнала можно получить некую достаточно сложную огибающую, не соответствующую действительности.

Рассмотрим в качестве примера УПС, состоящий из суммы гармонических составляющих:

Для такого сигнала

откуда

После преобразований можно получить следующее выражение для мгновенной частоты

Для двухчастотного сигнала (N=2) имеем

Таким образом, сумму двух близко расположенных по частоте () сигналов можно записать в виде квазигармонического колебания:

Рис.1.3 иллюстрирует примерный вид сигнала, состоящего из двух гармонических сигналов с равными амплитудами (= = ).

Рис. 1.3

Ниже на рис. 1.4 и рис.1.5 приведены нормированные графики одного периода огибающей и мгновенной частоты: бигармонического сигнала для , 0,5 и 0,1.

Рис.1.4

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота (рис.5) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала. Из графиков рис. 3, рис. 4, рис. 5 видно, что при взаимодействии двух сигналов с равными амплитудами огибающая амплитуд меняется от удвоенной амплитуды каждого до нуля. Причем в нуле огибающей фаза скачком меняется на ,что формально означает переход через бесконечность (разрыв) мгновенной частоты, а в остальное время

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота (рис.1.5) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала.

Рис. 1.5

При малом k огибающую можно представить в приближенном виде

откуда видно, что огибающая в этом случае линейно зависит от амплитуды малого сигнала при постоянной амплитуде большого. Если малый сигнал в свою очередь будет квазигармоническим

т.е.

то

Таким образом результирующая огибающая содержит линейную информацию об изменении амплитуды и фазы малого сигнала, что дает возможность в приемнике выделить эту информацию без нелинейных искажений.

2 . Широкополосный сигнал

Определение ШПС. Применение ШПС в системах связи

Широкополосными (сложными, шумоподобными) сигналами (ШПС) называют такие сигналы, у которых произведения активной ширины спектра F на длительность T много больше единицы. Это произведение называется базой сигнала B . Для ШПС

B = FT >>1 (1)

Широкополосными сигналы иногда называют сложными в отличие от простых сигналов (например, прямоугольные, треугольные и т.д.) с В=1. Поскольку у сигналов с ограниченной длительностью спектр имеет неограниченную протяженность, то для определения ширины спектра используют различные методы и приемы.

Повышение базы в ШПС достигается путем дополнительной модуляции (или манипуляции) по частоте или фазе на времени длительности сигнала. В результате, спектр сигнала F (при сохранении его длительности T ) существенно расширяется.

В системах связи с ШПС ширина спектра излучаемого сигнала F всегда много больше ширины спектра информационного сообщения.

ШПС получили применение в широкополосных системах связи (ШПСС), так как:

обеспечивают высокую помехоустойчивость связи;
позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей;
допускают одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот;
позволяют создавать системы связи с повышенной скрытностью;
обеспечивают лучшее использование спектра частот на ограниченной территории по сравнению с узкополосными системами связи.
1. Помехоустойчивость ШПСС

q 2 = 2Вρ 2 (2)

где ρ 2 = Р с /Р п (Р с , Р п - мощности ШПС и помехи);

В - база ШПС.

Величина q 2 может быть получена согласно требованиям к системе (10...30 дБ) даже если ρ 2 <<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В , удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

К ШПС = q 2 /ρ 2 (3)

называют коэффициентом усиления ШПС при обработке или просто усилением обработки. Из (2), (3) следует, что усиление обработки К ШПС = 2В. В ШПСС прием информации характеризуется отношением сигнал помеха h 2 = q 2 /2, т.е.

h 2 = Вρ 2 (4)

Т аким образом, одним из основных назначений систем, связи с ШПС является обеспечение надежного приема информации при воздействии мощных помех, когда отношение сигнал-помеха на входе приемника ρ 2 может быть много меньше единицы. Необходимо еще раз отметить, что приведенные соотношения строго справедливы для помехи в виде гауссовского случайного процесса с равномерной спектральной плотностью мощности («белый» шум).

Основные виды ШПС

Известно большое число различных ШПС, которые подразделяются на следующие виды:

частотно-модулированные (ЧМ) сигналы;
многочастотные (МЧ) сигналы;
фазоманипулированные (ФМ) сигналы (сигналы с кодовой фазовой модуляцией - КФМ сигналы);
дискретные частотные (ДЧ) сигналы (сигналы с кодовой частотной модуляцией - КЧМ сигналы, частотно-манипулированные (ЧМ) сигналы);
дискретные составные частотные (ДСЧ) (составные сигналы с кодовой частотной модуляцией - С K Ч M сигналы).

Частотно-модулированные (ЧМ) сигналы являются непрерывными сигналами, частота которых меняется по заданному закону. На рис. 2.1а, изображен ЧМ сигнал, частота которого меняется по V -образному закону от f 0 - F /2 до f 0 + F /2, где f 0 - центральная несущая частота сигнала, F - ширина спектра, в свою очередь, равная девиации частоты F = ∆ f д. Длительность сигнала равна Т.

На рис. 2.1б представлена частотно-временная ( f , t ) - плоскость, на которой штриховкой приближенно изображено распределение энергии ЧМ сигнала по частоте и по времени.

База ЧМ сигнала по определению (1) равна:

B = FT = ∆ f д T (5)

Многочастотные (МЧ) сигналы (рис. 2.2а) являются суммой N гармоник u (t ) ... u N (t ) , амплитуды и фазы которых определяются в соответствии с законами формирования сигналов. На частотно-временной плоскости (рис.2.2б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (гармоники) МЧ сигнала на частоте f k . Все элементы (все гармоники) полностью перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и T . База сигнала B равна площади квадрата. Ширина спектра элемента F 0 ≈1/Т. Поэтому база МЧ сигнала

B = F / F 0 = N (6)

Рис. 2.1 - Частотно-модулированный

а) у них плохой пик-фактор (см. рис. 2.2а);

Фазоманипулированные (ФМ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов, фазы которых изменяются по заданному закону. Обычно фаза принимает два значения (0 или π). При этом радиочастотному ФМ сигналу соответствует видео- ФМ сигнал (рис. 2.3а), состоящий из положительных и отрицательных импульсов. Если число импульсов N , то длительность одного импульса равна τ 0 = T / N , а ширина его спектра равна приближенно ширине спектра сигнала F 0 = 1/τ 0 = N /Т. На частотно-временной плоскости (рисунок 3б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (импульса) ФМ сигнала. Все элементы перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и Т. База ФМ сигнала

B = FT = F /τ 0 = N , (7)

т.е. B равна числу импульсов в сигнале.

Рис 2.2 - Многочастотный сигнал и частотно-временная плоскость

Рис 2.3 - Фазоманипулированный сигнал и частотно-временная плоскость

Следует отметить, что ФМ сигналы с большими базами целесообразно обрабатывать с помощью корреляторов (на БИС или на ПЗС). При этом, В = 4∙10 4 представляется предельной. Но при использовании корреляторов необходимо в первую очередь решить вопрос об ускоренном вхождении в синхронизм. Так как ФМ сигналы позволяют широко использовать цифровые методы и технику формирования и обработки, и можно реализовать такие сигналы с относительно большими базами, то поэтом y ФМ сигналы являются одним из перспективных видов ШПС.

Дискретные частотные (ДЧ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов (рисунок 4а), несущие частоты которых изменяются по заданному закону. Пусть число импульсов в ДЧ сигнале равно М , длительность импульса равна Т 0 =Т/М, его ширина спектра F 0 =1/Т 0 =М/Т. Над каждым импульсом (рисунок 4а) указана его несущая частота. На частотно-временной плоскости (рисунок 4б) штриховкой выделены квадраты, в которых распределена энергия импульсов ДЧ сигнала.

B = FT =М F 0 МТ 0 =М 2 F 0 Т 0 = М 2 (8)

поскольку база импульса F 0 T 0 = l . Из (8) следует основное достоинство ДЧ сигналов: для получения необходимой базы В число каналов M = , т. е. значительно меньше, чем для МЧ сигналов. Именно это обстоятельство и обусловило внимание к таким сигналам и их применение в системах связи. Вместе с тем для больших баз В = 10 4 ... 10 6 использовать только ДЧ сигналы нецелесообразно, так как число частотных каналов М = 10 2 ... 10 3 , что представляется чрезмерно большим.

Дискретные составные частотные (ДСЧ) сигналы являются ДЧ сигналами, у которых каждый импульс заменен шумоподобным сигналом. На рис. 2.5а изображен видеочастотный ФМ сигнал, отдельные части которого передаются на различных несущих частотах. Номера частот указаны над ФМ сигналом. На рис.2.5б изображена частотно-временная плоскость, на которой штриховкой выделено распределение энергии ДСЧ сигнала. Рис.2.5б по структуре не отличается от рис. 2.4б, но для рис.2.5б пло щадь F 0 T 0 = N 0 -равна числу импульсов ФМ сигнала в одном частотном элементе ДСЧ сигнала. База ДСЧ сигнала

B = FT = М 2 F 0 Т 0 = N 0 М 2 (9)

Число импульсов полного ФМ сигнала N = N 0 М

Рис. 2.4 - Дискретный частотный сигнал и частотно-временная плоскость

Изображенный на рис. 2.5 ДСЧ сигнал содержит в качестве элементов ФМ сигналы. Поэтому такой сигнал сокращенно будем называть ДСЧ-ФМ сигнал. В качестве элементов ДСЧ сигнала можно взять ДЧ сигналы. Если база элемента ДЧ сигнала B = F 0 T 0 = М 0 2 то база всего сигнала B = М 0 2 М 2

Рис 2.5 - Дискретный составной частотный сигнал с фазовой манипуляцией ДСЧ-ФМ и частотно-временная плоскость.

Такой сигнал можно сокращенно обозначать ДСЧ-ЧМ. Число частотных каналов в ДСЧ-ЧМ сигнале равно М 0 М. Если ДЧ сигнал (см. рисунок 2.4), и ДСЧ-ЧМ сигнал имеют равные базы, то они имеют и одинаковое число частотных каналов. Поэтому особых преимуществ ДСЧ-ЧМ сигнал перед ДЧ сигналом не имеет. Но принципы построения ДСЧ-ЧМ сигнала могут оказаться полезными при построении больших систем ДЧ сигналов. Таким образом, наиболее перспективными ШПС для систем связи являются ФМ, ДЧ, ДСЧ-ФМ сигналы.

U(t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

U 1 (t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

U N (t)

U(t)

f 0 +F/2

f 0 -F/2

∙ ∙ ∙

∙ ∙ ∙ N

τ 0

U(t)

f 0 +F/2

f 0 = f 3

f 0 -F/2

U(t)

f 0 +F/2

f 0 = f 3

f 0 -F/2